雙相 PFC 控制器的外部電壓控制環路與單相控制器的工作方式相同，環路穩定性的補償技術是標準技術 [7]。電壓環路的帶寬必須遠低于輸出電容上兩倍電源頻率 (f_2LF) 的紋波頻率，以避免因對輸出電壓進行校正而造成失真。電壓誤差放大器 (V_VAO) 的輸出作為乘法器的輸入，用于根據所需輸出功率調整輸入電流的幅度。在電流環路帶寬范圍內，VAO 的變化會影響輸入電流的波形。由于 C_OUT 上的低頻紋波僅取決于輸入功率的函數，因此在高壓線路和低壓線路下，其峰峰值幅度是相同的。電壓環路對該紋波的響應在高壓線路中產生的失真效應要比在低壓線路中更大。因此，必須在高壓線路條件下確定由 VAO 引起的輸入電流三次諧波失真的允許百分比。

由于電壓誤差放大器 (VA) 是一種跨導放大器,因此其輸入端的阻抗與放大器增益無關，而放大器增益僅由其跨導 (g_mv) 與輸出阻抗 (Z_OV) 的乘積決定。因此，VSENSE 輸入分壓器網絡值是根據 VSENSE 和 VINAC 開路保護 中討論的標準單獨確定的。它的輸出為 VAO 引腳。

圖 6-6 具有 II 型補償的電壓誤差放大器

V_VSENSE 的兩倍電源頻率紋波電壓分量必須在 VAO 處得到充分衰減和相移，以實現輸入電流波形所需的三次諧波失真水平 [4]。對于允許的每 1% 輸入三次諧波失真，小信號增益 G_VEA = V_VAOpk / v_SENSEpk = g_mv × Z_OV 在兩倍電源頻率下必須確保在整個 V_VAO 電壓范圍內紋波不超過 2%。在 UCC28070-Q1 中，V_VAO 在零負載功率時約為 1V，在滿載功率時約為 4.2V，對應 ΔV_VAO = 3.2V，因此 3.2V 的 2% 紋波峰值為 64mV。

輸出電容器最大低頻零峰值紋波電壓的近似計算公式如下：

方程式 28.

其中：

• P_IN(avg) 是交錯 PFC 前置穩壓器的總最大輸入功率
• V_OUT(avg) 是所需的平均輸出電壓
• C_OUT 是輸出電容

其中

• k_R 是 VSENSE 上電阻分壓器網絡的增益

因此，對于 k_3rd，即由 VAO 紋波引起的輸入電流允許的三次諧波失真百分比，

方程式 30.

VAO 上的阻抗由電容器 (C_pv) 設定，其中 C_PV = 1 / (2πf_2LF × Z_OV(f_2LF))；因此：

方程式 31.

電壓環路的單位增益交叉頻率 (f_VXO) 現在可通過將開環電壓傳輸功能增益設為 1 來求解：

方程式 32.

方程式 33. so,

補償零位置網絡中的零電阻(R_ZV) 現在也可由此進行計算。與 C_PV 一起，R_ZV 在 f_VXO 處設置一個極點，以獲得交叉處的45°相位裕度。

方程式 34. Thus,

最后，通過電容 C_ZV 在 f_VXO / 6 或更低處設置一個零點，以在直流獲得高增益，同時確保零點斷點遠低于 f_VXO，從而不會顯著降低相位裕度。通過選擇 f_VXO / 10 可將 C_ZV 和 C_PV 的并聯組合值近似為 C_ZV，并將 C_ZV 求解為：

方程式 35.

通過使用電子表格或數學程序，可以操作 C_ZV、R_ZV 和 C_PV 來觀察它們對 f_VXO 和相位裕度的影響以及對三次諧波失真的百分比貢獻。此外，可在不同 P_IN(avg) 水平和系統參數容差變化下檢查相位裕度。