ZHCSYV7B July 2010 – September 2025 UCC28070-Q1
PRODUCTION DATA
電流傳感變壓器 (CT) 通常用于大功率應用,以檢測指示器電流,并避免使用電流感應電阻器時固有的損耗。對于平均電流模式控制,需要整個指示器電流波形;然而,低頻率 CT 顯然不可行。通常,使用兩個高頻率 CT,一個在開關橋臂中用于獲得上斜率電流,另一個在二極管橋臂中用于獲得下斜率電流。這兩個電流信號相加形成整個指示器電流,但對于 UCC28070-Q1 來說,這一步驟并非必要。
UCC28070-Q1 設計的一個主要優(yōu)勢是電流合成功能,該功能可在開關周期關斷期間在內部重新創(chuàng)建指示器電流下降斜率。這消除了每個相位對二極管橋臂 CT 的需求,從而顯著減少了空間、成本和復雜性。如前文電流合成器 部分所述,使用單個電阻器對合成器進行斜率編程。
在選擇 CT 時必須進行一些權衡。各種內部和外部因素會影響 CT 的尺寸、成本、性能和失真貢獻。
這些因素包括但不限于:
傳統(tǒng)上,首先選擇匝數(shù)比和電流感應電阻器。在考慮其他因素后,可能需要經(jīng)過幾次迭代才能優(yōu)化選擇。
通常,50 ≤ NCT ≤ 200是一個合理的選擇范圍。如果 NCT 過低,則 RS 中的功率損耗可能較大,并且 LM 不足。如果過大,則可能存在過多的 LLK 和 Cd。(假定初級繞組為一匝。)
圖 7-2 電流傳感變壓器等效電路輸入電流失真的一個主要因素是磁化電流對 CT 輸出信號 (iRS) 的影響。對于給定的磁芯尺寸,匝數(shù)比越高,LM 就越高。LM 必須足夠高,才能使生成的磁化電流 (iM) 在總轉換電流中占很小的百分比。這是一個無法在整個電流范圍內維持的條件,因為隨著輸入電流降至零,iM 不可避免地會占 iRS 的更大比例。iM 的作用是從 RS 竊取 一些信號電流,從而降低 CSx 電壓并有效地低估被檢測的實際電流。在低電流情況下,這種低估可能會很明顯,CAOx 會增加電流環(huán)路的占空比,試圖將 CSx 輸入調整至與 IMO 參考電壓匹配。這種不必要的改正會在 CT 低估情況嚴重的區(qū)域(例如交流線路過零附近)的輸入波形上產生過大的電流。在高壓線路、輕負載條件下,它會在一定程度上影響整個波形。
選擇感應電阻器 RS 與 NCT 結合使用,以在最大負載下,反射電感紋波電流的中點處,使 CSx 的檢測電壓約為 3V。目標是盡可能提高 CAOx 電流誤差放大器共模輸入范圍 VCMCAO 內的平均信號,同時為 VCMCAO 內的紋波電流峰值留出空間。設計條件必須達到線性乘法器和量化電壓前饋 中確定的最低最大輸入功率限制。如果指示器紋波電流太高導致 VCSx 超過 VCMCAO,則必須調整 RS 或 NCT 或兩者以降低峰值 VCSx,這可能會將平均傳感電壓中心降至 3V 以下。這種情況并沒有問題;但需要注意的是,在滿負載與空載之間,信號會被更多地壓縮,在輕載情況下可能會產生更大的失真。
伏秒平衡的問題很重要,尤其是在 PFC 級中占空比變化很大的情況下。理想情況下,每個開關周期一次會復位 CT;即關斷時間 Vμs 乘積等于導通時間 Vμs 乘積。導通時間 Vμs 是由串聯(lián)元件 RSER、LLK、D 和 RS 生成的 LM 上電壓的時間積分。關斷時間 Vμs 是關斷期間復位網(wǎng)絡上電壓的時間積分。Vμs 被動復位時,Vμs(off) 不太可能超過 Vμs(on)。導通或關斷 Vμs 乘積中的持續(xù)不平衡會導致磁芯飽和以及電流傳感信號的總損耗。VCSx 的喪失會導致 VCAOx 快速上升到其最大值,從而在任何線路條件下對最大占空比進行編程。這反過來會導致升壓指示器電流在沒有控制的情況下增加,直到系統(tǒng)保險絲或某些元件故障導致輸入電流中斷。
CT 必須具有足夠的 Vμs 設計裕度,以便適應在最大輸入電流下可能存在多個連續(xù)的最大占空比周期的各種特殊情況,例如在峰值電流限制期間。
最大 Vμs(on) 可以通過以下公式估算:
其中
為了設計裕度,建議 CT 的額定值約為 5 × Vμs(on)max 或更高。VRS 的貢獻直接隨線電流而變化。然而,即使電流接近零時,VD 也可能具有很大的電壓,因此在占空比為最大值的過零處可能會累積較大的 Vμs(on)。VRSER 貢獻最小,如果 RSER < RS,則通??梢院雎圆挥?。VLK 由檢測到的電流的 di/dt 產生,從外部無法觀測到。但是,考慮到電流信號的亞微秒級上升時間以及指示器電流的斜率,它的影響相當顯著。幸運的是,導通期間 LM 上累積的大部分 Vμs 會在占空比結束時的下降時間被刪除,從而在關斷期間復位較低的凈 Vμs(on)。然而,CT 至少必須能夠承受在開關周期內導通瞬間累積的最大內部 V·μs(on)max。
要復位 CT,可以使用 iM 作為偏置電流,通過電阻器或齊納二極管生成 Vμs(off)。
圖 7-3 可能的復位網(wǎng)絡為了適應各種 CT 電路設計,并防止因 CT 飽和可能導致的破壞性后果,必須對 UCC28070-Q1 最大占空比進行編程,以便產生的最短關斷時間能夠實現(xiàn)所需的最壞情況復位。(請參閱編程 PWM 頻率和最大占空比鉗位,詳細了解如何確定 RDMX 尺寸。)請注意,CT 中的過大 Cd 可能會干擾有效復位,因為只有在 CT 自諧振頻率 1/4 周期之后才能達到最大復位電壓。匝數(shù)比越高,Cd [6] 越高,因此必須在 NCT 和 DMAX 之間進行權衡。
所選的匝數(shù)比還會影響 LM 和 LLK,它們會根據(jù)匝數(shù)的平方而成比例變化。較高的 LM 是有利的,而較高的 LLK 則不利。如果導通期間 LM 上的電壓假定為恒定(雖然不是恒定的,但足夠接近以簡化),則磁化電流會增加斜坡。
如前所述,這個上升電流會從 iRS 中減去,這對 VCSx 的影響尤其嚴重。當 VCSx 處的峰值降低時,電流合成器在較低電壓下開始斜率下降,從而進一步降低 CAOx 的平均信號,并進一步增加這些條件下的失真。如果需要在極輕負載下實現(xiàn)低輸入電流失真,則可能需要開發(fā)特殊的緩解方法來實現(xiàn)這一目標。