電流檢測電阻 R_SNS 的選型

過流保護閾值電壓 V_{(SNS_OCP)} 建議范圍可從 30mV 擴展至 300mV。接近下限閾值 30mV 的值可能會受到系統噪聲的影響。接近上限閾值 300mV 的值可能會導致電流檢測電阻中產生高功率耗散。為了最大限度減少這兩個問題，選擇 40mV 作為短路保護閾值電壓。使用以下公式計算電流檢測電阻器 R_SNS 的電流。

選擇了下一個較小的可用檢測電阻器 1mΩ (1%)。

要提高信噪比或提高短路保護精度，可選擇更高的短路保護閾值電壓 V_(SCP)。

對短路保護閾值進行編程 – R_ISCP 選型

R_ISCP 可設置短路保護閾值。使用以下公式來計算該值。

若要將短路保護閾值設置為 30A，則 R_ISCP 值計算結果為 5.5kΩ。

選擇最接近的可用標準值：5.3k?、1%。

在涉及較大 di/dt 的情況下，系統和布局寄生電感可能會在 CS+ 和 CS- 引腳之間產生較大的差分信號電壓。此操作可能會在系統中觸發錯誤的短路保護并干擾跳閘。為了解決這種問題，TI 建議在檢測電阻 (R_SNS) 上添加用于表示 RC 濾波器元件的占位元件，并在實際系統的測試期間調整相應的值。在通過 MOSFET VDS 檢測實現的電流檢測設計中，不得使用 RC 濾波器元件，以免影響短路保護響應。

對短路保護延遲進行編程 - R_TMR 選型

對于本文所討論的設計示例，允許的過流瞬態持續時間為 1ms。此短路保護延遲 t_SC 可以通過在 TMR 引腳到接地端之間選擇合適的電容器 C_TMR 來設置。使用以下公式計算 C_TMR 的值，以將 t_SC 設置為 1ms。

選擇最接近的可用標準值：82nF、10%。

選擇 MOSFET Q₁ 和 Q₂

選擇 MOSFET Q₁ 和 Q₂ 時，重要的電氣參數包括最大持續漏極電流 I_D、最大漏源電壓 V_DS(MAX)、最大柵源電壓 V_GS(MAX) 以及漏源導通電阻 R_DSON。

最大持續漏極電流 I_D 額定值必須超過最大持續負載電流。

最大漏源電壓 V_DS(MAX) 必須足夠高，以便承受應用中所見的最高電壓。考慮最高應用電壓為 60V，因此為該應用設計了 V_DS 額定電壓為 80V 的 MOSFET。

TPS4810-Q1 可驅動的最大 V_GS 為 13V，因此必須選擇 V_GS 最小額定值為 15V 的 MOSFET。

為了降低 MOSFET 導通損耗，建議選擇盡可能低的 R_DS(ON)。

根據設計要求，選擇的是 IAUS200N08S5N023，其等級為：

• 80V V_DS(MAX) 和 ±20V V_GS(MAX)
• 當 V_GS 為 10V 時，R_DS(ON) 的典型值為 2.3mΩ
• MOSFET Q_g(total) 的最大值為 110nC

選擇自舉電容器 C_BST

內部電荷泵以大約 345μA 的電流為外部自舉電容器（連接在 BST 和 SRC 引腳之間）充電。使用以下公式，計算驅動兩個 IAUS200N08S5N023 MOSFET 所需的自舉電容最小值。

選擇最接近的可用標準值：220nF、10%。

設置欠壓鎖定

通過連接在器件 VS、EN/UVLO 和 GND 引腳之間的 R₁ 和 R₂ 外部分壓器網絡可調整欠壓鎖定 (UVLO)。設置欠壓和過壓所需的值可通過求解方程式 13計算得出。

方程式 13.

為了盡可能降低從電源汲取的輸入電流，TI 建議對 R₁ 和 R₂ 使用較高的電阻值。但是，由于連接到電阻器串的外部有源元件而產生的漏電流會增加這些計算的誤差。因此，選擇的電阻串電流 I (R₁₂) 必須比 UVLO 引腳的漏電流大 20 倍。

根據器件電氣規格，V_(UVLOR) = 1.24V。根據設計要求，VIN_UVLO 為 6.5V。為了求解該公式，首先選擇 R₁ = 470kΩ 值，然后使用方程式 13 求解得出 R₂ = 24.9k?。選擇最接近的標準 1% 電阻值：R₁ = 470k? 和 R₂ = 24.9k?。