ZHCAED6 August 2024 DRV8316 , DRV8317

2 功率損耗和性能預期

首先詳細介紹可用于仿真熱性能的功率損耗公式。集成式 FET 驅動器的熱耗散取決于多個參數。影響力最大的因素是器件的內部 R_ds(on)，表示內部 FET 的漏源電阻。驅動大電流時，該電阻導致的平均功率損耗（稱為導通損耗）是總功率損耗的主要影響因素。下面就梯形控制和 FOC 控制對每種類型的損耗都進行了說明。

導通損耗

方程式 1.

P_{con} = 2 \times {I^{2}}_{pk (trap)} \times R_{ds, (on) (TA)}

方程式 2.

P_{con} = 3 \times {I^{2}}_{rms (foc)} \times R_{ds, (on) (TA)}

R_ds(on) 也隨溫度變化。例如，R_ds(on) 會隨著驅動器溫度的升高而增大，并在達到飽和點之前增加功率損耗。正因為如此，下一節中顯示的熱數據是在驅動器達到所需的輸出電流后幾分鐘獲取的。除了導通損耗外，開關損耗和體二極管損耗也會導致器件的總功率損耗增加。開關損耗是指在 FET 開關時因轉換而產生的損耗，而體二極管損耗是指在死區時間內電流流經 FET 體二極管而產生的損耗。這些損耗的計算公式如下：

開關損耗

方程式 3.

P_{sw} = I_{pk (trap)} \times V_{pk (trap)} \times t_{rise / fall} \times f_{PWM}

方程式 4.

P_{sw} = 3 \times I_{RMS (FOC)} \times V_{pk (FOC)} \times t_{rise / fall} \times f_{PWM}

體二極管損耗

方程式 5.

P_{diode} = 3 \times I_{pk (trap)} \times V_{f (diode)} \times t_{deadtime} \times f_{PWM}

方程式 6.

P_{diode} = 6 \times I_{RMS (FOC)} \times V_{f (diode)} \times t_{deadtime} \times f_{PWM}

這些功率損耗取決于壓擺率和 PWM 頻率等其他參數，稍后會在實驗數據中對此進行討論。如需詳細了解每一個這些公式，請參閱集成式 MOSFET 驅動器的散熱注意事項 視頻，其中介紹了采用集成式 FET 驅動器的系統中的所有功率損耗來源。

查看數據之前，可以對 DRV8316 和 DRV8317 的性能進行一些預測。由于 DRV8316 具有較低的 R_ds(on) 值，因此在相同的輸出電平下，預計 DRV8316 與 DRV8317 相比具有更低的整體溫度。此外，根據前面的公式，可得出以下結論：

更高的壓擺率意味著 t_rise 和 t_fall 將減小，這意味著與更低的壓擺率相比，該器件的功率損耗更少，運行溫度更低。
更高的 PWM 頻率會增加開關損耗和二極管損耗，因為 FET 的每秒開關頻率更高（所以必須更頻繁地穿過功率損耗密集型米勒區域），從而導致器件的運行溫度高于 PWM 頻率更低時的運行溫度。
FOC 換向算法是 BLDC 電機換向效率最高的方法，因此 FOC 需要產生比梯形控制（效率最低的算法）更好的熱性能。

但是，這些設置中的每一個都存在潛在的缺點，稍后的章節將對此進行詳細說明。

最后，每個器件都要在一定的結溫范圍內運行。由于 PCB 設計的性質，結溫很難測量。本應用手冊中展示的實驗室數據是指封裝溫度。由于多種因素，例如熱阻、環境溫度以及熱量傳遞到不同介質并最終進入周圍環境的可用面積，這兩個值可能會有所不同。要關聯這兩個值，需要進行詳細的測試和分析，但如需了解更多信息，請參閱以下應用手冊：半導體和 IC 封裝熱指標。某些數據表中的“熱性能信息”部分旁邊也列出了此資源。

根據這些預測和之前討論的理論，用戶需要考慮使用 DRV8316 和 DRV8317 EVM 產生的真實實驗室數據。