ZHCAA82B April 2017 – April 2021 CSD95490Q5MC , TPS40140 , TPS40322 , TPS40422 , TPS40425 , TPS40428 , TPS51631 , TPS53622 , TPS53631 , TPS53632 , TPS53641 , TPS53647 , TPS53659 , TPS53661 , TPS53667 , TPS53679 , TPS53681
在進行多相設計時,設計師在決定如何實現控制器、驅動器和功率 MOSFET 時有三種選擇。表 5-2 總結了每種方案常見的優缺點。
方案 1 具有更大的設計靈活性,前提條件是使用常見的封裝尺寸,因為如果需求發生變化,FET 和驅動器可以輕松地進行交換。控制器會向每個驅動器 IC 發送一個 PWM 信號,然后將該信號轉換為 MOSFET 的上下柵極驅動信號。此方案也會是價格最實惠的方案,因為單個 IC 本身既不是高度集成,也不復雜。然而,如采用完全分立式解決方案,則對驅動器 FET 組合進行優化是設計者的責任,這會增加設計的復雜性,并且時間受限時可能無法采用該方案。與集成度更高的解決方案相比,性能也更受 PCB 布局的影響,因為有更多的高功率節點、驅動信號和感測線與附加寄生元件一起路由。
方案 2 限制了工程師的設計自由度,因為驅動器與控制器配對,可能不適合驅動所有可行的 FET。它還要求控制器相對靠近相位,因為柵極信號不能長距離運行而不影響性能。與完全分立式解決方案相比,布局面積和復雜性取決于相位計數。隨著相位計數的增加,控制器尺寸會膨脹,因為每個相位至少需要四個額外的引腳(上部柵極驅動器、下部柵極驅動器、相位感應和引導)。對于大于兩相或三相的設計,如選擇此方案要保持適當的布局很困難。可能根本無法找到一個通過集成驅動器支持高相位計數的控制器。將多個控制器堆疊在一起只會增加設計復雜度。
方案 3 提供了更簡單的設計和布局,但 IC 的高度集成導致 BOM 成本較高。控制器和驅動器 FET IC 之間只發送 PWM 信號。無需柵極驅動信號路由。此方案還提供了更優的驅動器 FET 組合,具有極低的寄生,從而實現更高的效率并降低擊穿機會。如果需要輸入電流、輸出電流和溫度等參數的遙測數據,可以輕松地將這些特性添加到驅動器 FET 功率級中,而不需要額外的離散電路。
| 設計參數 | 方案 1 – 分立式解決方案 | 方案 2 – 控制器+具有 FET 的驅動器 | 方案 3 – 具有驅動器的控制器 +FET |
|---|---|---|---|
| 靈活性 | 高 | 平均 | 平均 |
| BOM 成本 | 低 | 取決于相數 | 高 |
| 復雜性 | 高 | 高 | 低 |
| 密度 | 低 | 取決于相數 | 高 |
| 性能 | 平均 | 平均 | 高 |
對于電流設計,方案 2 可以直接排除。不存在可以處理六個相位的控制器和驅動器封裝,當控制器存在六個 PWM 輸出時,堆疊多個控制器會增加不必要的復雜性。方案 1 看起來很有吸引力,因為它有可能降低 BOM 成本,但是布局驅動器、FET 和相關無源器件所需的 PCB 面積乘以六個相位會增加電路板面積,并且會提高其生產和組裝成本。
選擇方案 3 可減少總體元件數量,并實現更簡單的電路板布局。http://www.ti.com/lsds/ti/power-management/buck-controller-external-switch-products.page#p2192=Multiple%20Outputs;Phase%20Interleaving選擇了這一方案則無須再煩惱于為每個相位選擇一對最優 FET 和驅動器(這個主題在單獨的應用手冊中有詳細介紹,請參閱多相降壓穩壓器門戶網站)。通過在芯片上集成所需的電路,選擇一個智能功率級 為 PMBus 遙測提供支持。
本設計中需要考慮功率級的兩個可能選項是 CSD95372AQ5M 和 CSD95490Q5MC。每一級的額定持續電流分別為 60A 和 75A,并支持所需的輸入/輸出電壓,可在 600kHz 下切換,并具有內置的溫度監視器引腳。這兩個部分包含在低電感封裝中以減少寄生,這些寄生可以影響穩態開關和瞬態響應。最后,兩者都兼容 3.3V 和 5V PWM 信號,從而在選擇控制器 IC 時具有更大的靈活性。
經過仔細檢查,發現 CSD95490Q5MC 更適合為網絡 ASIC 供電。由于集成的雙向電流感應能力,無需 DCR 匹配或電阻檢測濾波電路,消除了被路由回控制器的六個差分電流感應信號。但返回了一個放大的、單端每相電流感應信號。因為電流感應信號在功率級被放大,所以它不易被噪聲和其他開關信號破壞,從而簡化了電路布局。正確配置該部件只需要 LSET 引腳上的單個電阻值即可。此外,不再需要最小感應電阻器或 DCR 值來保持感應信號 SNR 足夠高以精確平衡相電流,因此消除了少量的功率損耗。
更重要的是,在相同條件下,CSD95490Q5MC 的功耗比 CSD95372AQ5M 低得多。表 5-3在 33A (TDC) 和 40A(最大值)下計算功率損耗,并按照 中的顯示,在以下條件下使用兩個數據表中的損耗曲線:VIN = 12V、VOUT = 0.9V、fSW = 600kHz、L = 150nH, TJ = 100°C。由于 TDC 時每相損耗減少 1.4W,最大電流時每相損耗減少 3W,CSD95490Q5MC 是最佳選擇。
| 相電流 | CSD95490Q5MC | CSD95372AQ5M |
|---|---|---|
| 33A (TDC) | 3.36W | 4.71W |
| 40A (MAX) | 4.56W | 7.54W |