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ZHCSRQ6C February 2023 – March 2024 UCC14341-Q1

PRODUCTION DATA

封裝選項

機械數據 (封裝 | 引腳)

DWN|36
- MPSS132

散熱焊盤機械數據 (封裝 | 引腳)

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zhcsrq6c_oa

8.2.2.1 電容器選型

UCC14341-Q1 器件提供隔離式輸出 VDD-VEE 作為其主輸出。該器件還使用 VDD-VEE 作為其電源，提供了另一個輸出 COM-VEE。由于兩個輸出都與輸入隔離，并且共用 VEE 作為公共基準點，因此 UCC14341-Q1 輸出可配置為兩個正輸出、兩個負輸出或一正一負兩個輸出。UCC14341-Q1 輸出也可用作單個正輸出或單個負輸出。

當模塊配置為一正一負兩個輸出時，務必要正確選擇輸出電容比 C_OUT2 和 C_OUT3，來優化調節并避免導致過壓或欠壓故障。

表 8-2 計算出的電容器值

電容器	值 (μF)	注釋
C_IN	10 + 0.1	在靠近 VIN 引腳的位置并聯放置一個 10μF 和一個 0.1μF 高頻去耦電容器。當從電壓源到 VIN 引腳的串聯阻抗較大時，可以使用大于 10μF 的電容來減少電壓紋波。
C_OUT1	2.2 + 0.1	添加一個 2.2μF 和一個 0.1μF 電容器，用于對 (VDD–VEE) 進行高頻去耦。應靠近 VDD 和 VEE 引腳放置。可以使用大于 2.2μF 的電容來減少輸出電壓紋波。
C_OUT1B	請見下方	柵極驅動器引腳旁邊需要放置大容量去耦輸出充電電容器。C_OUT2 與 C_OUT3 的電容比對于在充電或放電開關周期內優化雙路輸出分壓器精度非常重要；而 C_OUT1B 電容器用于更大程度地減小總電容，包括 C_OUT1B、C_OUT2 和 C_OUT3 電容值。
C_OUT2	請見下方
C_OUT3	請見下方

輸出電容器去耦對于實現理想的柵極驅動器運行狀態非常重要。通過降低充電/放電路徑中的寄生阻抗，可實現良好的高頻去耦效果。使用具有低 ESR 和低 ESL 的陶瓷電容器以及盡可能減小布線阻抗，這很重要。

如圖 8-3 所述，UCC14341-Q1 的 V_VDD-VEE 輸出引腳需要一個去耦電容器 C_OUT1，用于高頻去耦。然而，柵極驅動器引腳上需要 C_OUT2 和 C_OUT3，用于 V_VDD-COM 和 V_VEE-COM 去耦。C_OUT1 和 C_OUT2/C_OUT3 組合之間的阻抗可防止 C_OUT1 協助柵極驅動器的高頻去耦，從而要求 C_OUT2 和 C_OUT3 接受滿載。阻抗可能來自 PCB 布線、插座連接、EMI 濾波器或鐵氧體磁珠等。這會導致 C_OUT2（尤其是 C_OUT3）相對較大，從而實現較小的壓降。

圖 8-3 具有 C_out1、C_out2 和 C_out3 的雙路輸出原理圖

通過在 C_OUT2 和 C_OUT3 旁邊的柵極驅動器引腳處加入一個 V_VDD-VEE 的 C_OUT1B 電容器，可降低所需的 C_OUT2 和 C_OUT3 電容，如圖 8-4 所示。C_OUT1B 可協助 C_OUT2 和 C_OUT3 的去耦總電容；從而降低實現所需壓降需要的總電容 (C_OUT1B + C_OUT2 +C_OUT3)。圖 8-5 顯示，當 C_OUT1B 從“無”增加到更高的 C_OUT1B 值時，C_OUT2 和 C_OUT3 顯著減少，總凈電容減少，直至達到收益遞減點（“拐點”），即任何額外的 C_OUT1B 都會使 C_OUT2 和 C_OUT3 降低幅度相對較小，并開始使總凈電容顯著增加。使用最小總凈電容下的最佳 C_OUT1B、C_OUT2 和 C_OUT3 值，有利于減小輸出電容器尺寸和降低 BOM 成本。

圖 8-4 具有 C_out1、C_out1B、C_out2 和 C_out3 的雙路輸出原理圖

圖 8-5 輸出電容隨 C_out1B 選擇的變化

為了計算 C_OUT1B、C_OUT2 和 C_OUT3，我們計算了等效 (VDD-COM) 電容，該電容等于 C_OUT1B 和 C_OUT3 與 C_OUT2 并聯的串聯電容。調整該等效 (VDD-VEE) 電容的大小，從而限制電源開關（SiC 或 IGBT）柵極電荷開啟時的預定 (VDD-COM) 放電壓降。

方程式 1.

C_{{(VDD-COM)}_{EQ}} = \frac{C_{OUT1B} × C_{OUT3}}{C_{OUT1B} + C_{OUT3}} + C_{OUT2}

求解 V_VDD-COM 上由負載瞬態引起的可接受壓降，?V_{(VDD-COM)_droop}

方程式 2.

C_{{(V D D - C O M)}_{E Q}} = \frac{Q_{g}}{{? V}_{(V D D - C O M)_d r o o p}}

C_OUT2 與 C_OUT3 之比定義為 K₂₃ 的系數，它是分壓器分壓比與差分電流之比的乘積。分壓器分壓比源于兩個電容器的串聯配置。分流比是根據流經兩個電容器的充電電流計算得出。I_{MAX_POWER} 是突發導通時間內電源模塊的最大瞬時電流，可通過將 25°C T_A 下數據表 SOA 曲線上的最大功率除以 V_VDD-VEE 來獲得。I_VDD-COM 是 VDD 和 COM 之間的總靜態電流。以柵極驅動器為例，I_VDD-VEE 是不進行開關時的電流消耗。I_COM-VEE 是 COM 和 VEE 之間的總靜態電流。基于 KCL，在突發導通時間內對 C_OUT2 進行充電的差分電流為 (I_{MAX_POWER} - I_VDD-COM)，而對 C_OUT3 進行充電的差分電流為 (I_{MAX_POWER} - I_COM-VEE)。

方程式 3.

C_{O U T 3} = C_{O U T 2} \times K_{23}

其中

方程式 4.

K_{23} = \frac{V_{(V D D - C O M)} \times (I_{M A X_P O W E R} - I_{C O M - V E E})}{V_{(C O M - V E E)} \times (I_{M A X_P O W E R} - I_{V D D - C O M})}

接下來，將上述 C_OUT3 表達式插入方程式 1，我們會得到

方程式 5.

\frac{Q_{g}}{{? V}_{(V D D - C O M)_d r o o p}} = \frac{C_{O U T 1 B} \times (C_{O U T 2} \times K_{23})}{C_{O U T 1 B} + (C_{O U T 2} \times K_{23})} + C_{O U T 2}

接近負載點的總去耦電容 (C_{OUT_Total}) 是 C_OUT1B、C_OUT2 和 C_OUT3 的總和。目標是找到最小的 C_OUT1B，以盡可能降低 C_{OUT_Total}，從而節省 BOM 成本和空間，同時保持所需的負載瞬態性能。可通過求解 C_{OUT_Total} 的偏導數（等于 0）來計算最優 C_OUT1B。

方程式 6.

\frac{d C_{O U T_T o t a l}}{d C_{O U T 1 B}} = \frac{d}{d C_{O U T 1 B}} (C_{O U T 1 B} + C_{O U T 2} + C_{O U T 3}) = 0

將上述 C_OUT3 和 C_OUT2 表達式包含在方程式 6 中，最優 C_OUT1B 的推導公式為

方程式 7.

C_{O U T 1 B} = \frac{K_{23} \times Q_{g} \times ({K_{23}}^{3} + \sqrt{{K_{23}}^{2} + K_{23} + 1} + {K_{23}}^{2} \times \sqrt{{K_{23}}^{2} + K_{23} + 1} - 1)}{{? V}_{(V D D - C O M)_d r o o p} \times {(K_{23} + 1)}^{2} \times ({K_{23}}^{2} + K_{23} + 1)}

之后，求解方程式 5，包括方程式 7，C_OUT2 可以按下式求解

方程式 8.

C_{O U T 2} = \frac{K_{23} \times Q_{g} - (1 + K_{23}) \times C_{O U T 1 B} \times {? V}_{{(V D D - C O M)}_{d r o o p}}}{2 \times K_{23} \times {? V}_{(V D D - C O M)_d r o o p}} + \frac{\sqrt{C_{O U T 1 B}^{2} {? V}_{{(V D D - C O M)}_{d r o o p}}^{2} ({K_{23}}^{2} + 2 K_{23} + 1) + 2 C_{O U T 1 B} K_{23} Q_{g} {? V}_{{(V D D - C O M)}_{d r o o p}} (1 - K_{23}) + {K_{23}}^{2} Q_{g}^{2}}}{2 \times K_{23} \times {? V}_{(V D D - C O M)_d r o o p}}

總的來說，三個去耦電容器的設計過程從 C_OUT1B 計算開始，而后是 C_OUT2 計算，最后是 C_OUT3 計算。最終電容值將用于計算 R_LIM，如下一節所述。