3 利用 MLCC 盡可能減少失真

盡可能降低電容器上的壓降將減輕失真。為此，一種做法是增加與電容器串聯的阻抗，以限制流過電容器的電流。為了證明這一點，我們在德州儀器 (TI) TLV320ADC5140 音頻模數轉換器 (ADC) 評估模塊 (EVM) 上進行了總諧波失真加噪聲 (THD+N) 測量^[2]，輸入端采用 4.7μF X7R 0805 交流耦合電容器。該 ADC 具有可設置為 2.5kΩ、10kΩ 或 20kΩ 的可編程輸入阻抗。圖 1 所示為采用了此電容器并同時使用 1V_RMS 輸入信號來改變輸入阻抗的情況下在單通道中獲得的結果。

如圖 1 所示，失真在較低頻率下會增加，并在電容器和 ADC 輸入阻抗形成的高通濾波器的 –3dB 截止頻率時達到峰值。這是因為 –3dB 處是電容器阻抗等于負載阻抗的位置，此時電容器上的電壓最高。對于輸入阻抗為 2.5kΩ 的情況，截止頻率約為 13Hz，但失真開始的位置要遠得多，大約在 400Hz，并在 13Hz 左右達到峰值。

正如預期的那樣，失真的變化與阻抗的增加呈相當線性的關系。這種方法的缺點是增加器件的輸入阻抗會使信噪比性能降低幾分貝。此外，在外部添加串聯電阻也會導致額外的噪聲并增加增益誤差。增加的增益誤差可能需要校準，因此會增加系統的復雜性。如果設計對成本敏感或對面積敏感，增加阻抗可能效果很好，但注重性能的設計會受到這種方法的不利影響。

另一種選擇是增加電容器的容值，直到其阻抗在目標頻帶中足夠低，從而減少失真。圖 2 顯示了失真隨頻率的變化，而圖 3 顯示了因類似規格電容器的輸入電容發生變化而導致的失真隨輸入幅度的變化。請注意，測試的 47μF 電容器采用了 1206 封裝，增大封裝尺寸也會略微減少失真。但是，主要影響仍然是電容的急劇增加。

圖 3 中使用 100Hz 輸入信號獲取的數據表明，增大電容對于交流耦合應用非常有效。電容大于 47μF 的 MLCC 很容易以 0805 或 1206 封裝形式提供。

這兩種減輕失真的方法都涉及通過增大電阻或增大電容來顯著降低高通濾波器的截止頻率。當使用 MLCC 進行交流耦合時，一個好的經驗法則是將轉角頻率放置在距離指定通帶兩個十倍頻程的位置。或者，換句話說，使電容器比所需的電容器大 100 倍，或者在受支持的合理情況下盡可能大。當使用過大的電容器時，即使是很小的串聯電阻也會使截止頻率極低。這意味著不會過濾不良的低頻噪聲，例如互補金屬氧化物半導體前端的典型 1/f 噪聲。在信號鏈的更下游應用數字濾波將抑制典型的 1/f 噪聲。但是，仍然很難完全消除陶瓷電容器對音頻頻帶低音區域的影響。需要高性能的應用仍然需要使用更好的技術。

在模擬濾波器設計等許多音頻應用中，更好的解決方案是使用 C0G/NP0 陶瓷電容器，因為此類電容器的性能要好得多，并且仍然采用小型封裝。雖然這是一個很好的解決方案，但并不總是可行。在音頻信號鏈中，保持低電阻可更大限度降低噪聲，但這樣做需要針對給定的截止頻率增加電容。容值大于 1μF 的 C0G/NP0 電容器不容易找到，因此它們在交流耦合和其他高通濾波器應用中的實用性有限。