ZHCAE65 July 2024 TAS2764 , TAS2780 , TAS2781
4 具有后置濾波器反饋的環路穩定性
鐵氧體磁珠濾波器現在位于 D 類環路內部，因此在系統中添加了額外的極點，這會對環路的穩定性產生不利影響。在選擇正確的濾波器配置時，用戶需要考慮額外的指南，以便能夠確保 D 類環路保持穩定。為了找到 EMI 濾波器的穩定配置，需要創建 EMI 濾波器的等效模型。該濾波器需要近似為二階濾波器，如圖 1-1 所示。鐵氧體磁珠阻抗可分為三個主要區域，例如電感、電阻和電容。通過查看鐵氧體磁珠數據表的阻抗圖可以輕松確定這些區域（如圖 4-1 所示），其中 Z 是磁珠的阻抗，X 是電抗，R 是電阻。
圖 4-1 MPZ1608S221A 的阻抗曲線對于阻抗圖中磁珠主要呈現電感性的區域（圖 4-1 中的區域 1），可以使用方程式 1 計算 LEQ，其中 XL = 頻率為“f”時的磁珠阻抗。妥善的做法是讓阻抗值與峰值阻抗值相差至少十倍頻程以進行準確計算。例如，圖 4-1 顯示 MPZ1608S221A 在 10MHz 時的阻抗為 70Ω。可以計算出 LEQ 為 1.11μH。
通過類似 LEQ 的方法，查看磁珠主要呈現電容性的區域（圖 4-1 中的區域 2），可以估算出 CPAR。可以使用方程式 2 估算 CPAR，其中 XC = 頻率為“f”時的磁珠阻抗。為了獲得準確的計算結果，最好讓阻抗值與峰值阻抗值相差至少十倍頻程。對于大多數磁珠，CPAR 小于 5pF，對環路的穩定性沒有影響。用戶應進行這些計算，并確保其適用于為用例選擇的磁珠。例如，圖 4-1 顯示 MPZ1608S221A 在 1GHz 時的阻抗為 150?。因此，可以計算出 CPAR 為 1pF。
RPAR 可以近似表示為磁珠的峰值阻抗。為了便于計算，此處的 RDC 近似為零，而整個峰值阻抗估算為 RPAR。在圖 4-1 中，可以計算出 RPAR 為 250?。
總輸出電容 (CEQ) 需要包括用戶為濾波而特意添加的電容以及由于鐵氧體磁珠輸出端的任何其他附加元件（如 ESD 二極管、電路板布線等）而產生的寄生電容。
根據濾波器模型，可以使用以下公式計算濾波器截止頻率和 Q 因子：
表 4-1 總結了 TI 的后置濾波器反饋 D 類放大器的穩定性標準。用戶需要確保所選濾波器的穩定性標準滿足表 4-1 中的指南，才能使 D 類放大器正常運行。
| 截止頻率范圍 ω0 | 最小 ω0，Q |
|---|---|
| ω0 < 1.5Mhz | 無效 |
| 1.5Mhz < ω0 <= 2.5Mhz | >7.5e5 |
| 2.5Mhz < ω0 <= 3Mhz | >8.9e5 |
| 3Mhz < ω0 < = 4Mhz | >7.5e5 |
| 4Mhz < ω0 <= 5Mhz | >8.3e5 |
| 5Mhz < ω0 < = 10Mhz | >1.5e6 |
| 10Mhz < ω0 <= 20Mhz | >7.7e5 |
| 20Mhz < ω0 =< 30Mhz | >1.54e6 |
| 30Mhz < ω0 <= 40Mhz | >1.25e6 |
| 40Mhz < ω0 <= 50Mhz | >8e5 |
| 50Mhz < ω0 <= 75Mhz | >8e5 |
| 75Mhz < ω0 <= 100Mhz | >7.5e5 |
| 100Mhz < ω0 <= 150Mhz | >9e5 |
| 150Mhz < ω0 <= 250Mhz | >1.5e6 |
| 250Mhz < ω0 <= 500Mhz | >7.1e5 |
圖 4-2 2506036017Y2 在直流偏置電流下的阻抗與頻率間的關系請注意，一些 EMI 濾波器數據表提供了不同直流偏置電流下的阻抗降額曲線。例如，如圖 4-2 所示，2506036017Y2 數據表提供了不同直流電流（0A、0.2A、0.5A、1A 和 2A）下的 EMI 濾波器阻抗曲線。因此，如果要在高達 2A 的揚聲器大電流應用中使用 D 類放大器，則需要驗證每個設置下的穩定性。應在偏置電流范圍內驗證 PFFB 放大器的 D 類環路穩定性，確保在環路的任何中間工作點都不會出現不穩定情況。