電源抑制比 (PSRR)

通過使用 HSDC-Pro 軟件測量 PSRR,如圖 2-1 所示,以顯示和測量數(shù)字輸出 FFT 頻譜。每一個電源都使用偏置 T（可從不同的公司現(xiàn)貨采購）單獨進行測試。偏置 T 用于將交流和直流信號組合到被測試的單個電源。值得注意的是，偏置 T 必須具有足夠高的額定電流，以便為被測電源提供足夠的偏置。否則，測量結果可能不可靠。

在正常設置 EVM 或系統(tǒng)板之后，接下來隔離被測電源。然后將偏置 T 應用于電源，同時使用外部實驗室工作臺電源設置適當?shù)闹绷麟妷骸殡娐钒宓钠渌娫凑９╇姡瑫r使這些電源保持在額定值。下一步，選擇一個低頻率（10MHz 或更低的頻率）啟動，并將正弦波信號源注入偏置 T。這稱為誤差信號。使用用于施加誤差信號的信號發(fā)生器也很重要，該信號發(fā)生器純凈且相位噪聲低。這樣，轉換器的固有性能就不會在測試過程中降級。信號發(fā)生器還應能夠提供足夠的功率，以彌補通過電纜、偏置 T 和 pcb 時所引起的損耗。

從低振幅信號開始，緩慢地提高振幅，直到本底噪聲產(chǎn)生雜散，誤差雜散在 FFT 頻譜中應該足夠高（在 FFT 頻譜中誤差雜散是可重復的）。誤差雜散應在注入的誤差測試頻率處出現(xiàn)。假設捕獲的誤差雜散振幅為 -85dB。

接下來用示波器或頻譜分析儀記錄注入的誤差信號電平。確保在 ADC 的電源引腳上讀取誤差信號振幅讀數(shù)，并記錄該引腳處注入的峰峰值電壓。一旦確定該數(shù)值，就可以通過簡單的數(shù)學運算得出 PSRR。

例如，如果測得的電壓為 10mVpp，轉換器的滿量程電壓為 1.2Vpp。然后只需取這兩個數(shù)字的比值或 20*log(10m/1.2) = -41.6dB。要計算 PSRR，從先前在 FFT 頻譜中確定的誤差雜散振幅中減去這個數(shù)字，或 PSRR = -85 - -41.6 = -43.4dB。

PSRR 的一個示例是，在 VA11 電源上以 290MHz 的頻率注入強制誤差信號，信號發(fā)生器的振幅電平為 -1dBm，如圖 2-2 所示。

PSMR 的一個示例是，以 10MHz 的頻率注入強制誤差信號，信號發(fā)生器的振幅電平為 -1dBm，如圖 2-3 所示。此圖顯示了如何調(diào)制電源泄露雜散。在本例中，當誤差頻率為 10MHz 且模擬輸入信號頻率為 347MHz 時，注意到互調(diào)雜散（Fin+/- 誤差頻率）。

信噪比（SNR，dBFS）

SNR 是均方根信號振幅與所有頻譜分量（DC、HD2 到 HD9 除外）之和的均方根值之比。SNR (dBc) 和 SNR (dbFS) 之間的差異也是基波振幅和滿量程之間的差異。

諧波失真（dBc 或 dBFS）

諧波是一種頻譜分量，是驅動模擬輸入頻率的整數(shù)倍。例如，二次諧波的頻率是模擬輸入的兩倍。大多數(shù) ADC 有適用于一個或多個諧波的規(guī)格。通常，二次諧波和三次諧波會被單獨挑選出來，因為它們是所有諧波中性能最差的。諧波失真（無論幾階）都是信號的均方根振幅與指定諧波分量的均方根值之比，以 dBc 或 dBFS 表示。ADC 是非線性器件，因此捕獲的輸出 FFT 將具有豐富的頻譜分量。

無雜散動態(tài)范圍（SFDR，dBc 或 dBFS）

SFDR 是在產(chǎn)生最差結果的模擬輸入頻率下的信號均方根值與峰值雜散頻譜分量的均方根值之比。在大多數(shù)情況下，SFDR 是應用于 ADC 的輸入信號的二次或三次諧波（HD2 或 HD3）。

噪聲頻譜密度（NSD，dBFS/Hz）

NSD 定義為在 ADC 輸入端處采樣的每單位帶寬下的全部噪聲功率。NSD 實際上是 ADC 的 SNR 加上在整個奈奎斯特頻帶上傳播的噪聲功率，其等于采樣頻率的一半（或 Fs/2）。因此，NSD = SNR + 10*log(Fs/2)。