設計步驟

1. 確定 TEC 規格：
   • 所示電路的規格：
     • TEC 最大電流 (I_max)：2.5A
     • TEC 最大電壓 (V_max)：4.5V
2. H 橋電源電壓選擇：
   • 重要考慮因素：
     • FET 上的壓降 (V_FETs)
     • R_Sense 上的壓降 (V_Rsense)
     • TEC 上的壓降 (V_TEC)
       • H 橋電源電壓 (V_H-Bridge) 應至少為：
         $V_{\mathrm{H-Bridge}}=V_{\mathrm{FETs}}+V_{R_{\mathrm{Sense}}}+V_{\mathrm{TEC}}$
   • 在前面所示的電路中，H 橋使用 5V 電源提供 0.5V 的余量并適應所有壓降。
   • 如果出現以下情況，可能需要提高 H 橋電源電壓：
     • TEC 需要更高的電壓。
     • FET 不能完全導通并產生顯著的壓降。
3. 雙向電流檢測放大器 (U1A)：
   • 電流檢測放大器使用檢測電阻 (R_Sense) 檢測流經 TEC 的電流。輸出作為決定柵極驅動器強度（TEC電流）的控制放大器 (U1C) 的反饋。
   • R_Sense 選擇：
     • R_Sense 值越小，功耗性能越好，壓降越低。根據所需的系統精度，小的數值需要具有良好直流性能的精密放大器才能準確讀取檢測電阻電壓。
     • 此電路選用的 R_Sense 為 50mΩ。50mΩ 電阻在 2.5A 時產生 125mV 的壓降。LMP7704-SP 具有 ±37μV 的典型偏移電壓，在峰值電流時產生約 0.75mA 的誤差。
   • U1A 增益選擇：
     • 電流檢測放大器增益由電阻器 R1、R2、R3 和 R4 決定。
     • 在前面所示的電路中，需要通過調整 U1A 增益來測量電流作為電壓電平。電流檢測放大器選用的增益為 G = 20。
       • 2.5A 的 TEC 電流相當于 R_Sense 上的 125mV 電壓。R_Sense 上的 125mV 電壓轉換為 U1A 輸出端的 2.5V (125mV × 20) 電壓。增益選擇使流經 TEC 的電流與電流檢測放大器的輸出電壓之間產生一一對應的關系。
     • 增益選擇公式：
       $G_{U1A}=\frac{1}{R_{\mathrm{Sense}}}=\frac{1}{\mathrm{50m\Omega }}=20=\frac{\mathrm{R2}}{\mathrm{R1}}=\frac{\mathrm{20k\Omega }}{\mathrm{1k\Omega }}$
       $\mathrm{R2}=\mathrm{R4\; and\; R1}=\mathrm{R3}$
     • 按照前面的公式，TEC 電流與電流檢測放大器的輸出電壓之間始終具有一一對應的關系。
   • 電壓基準選擇 (U1B)：
     • 除非具有直流偏移，否則單電源運算放大器無法雙向測量電流。如果不使用偏移，當電流與運算放大器的電源電壓符號相反時，放大器的輸出就會飽和。這就是為什么要使用電壓基準來產生直流偏移并防止飽和的原因。
     • 基準電壓值選擇：
       • 電壓基準至少需要與流經 TEC 的預期最大電流相等。如果 TEC 的額定 I_max 為 2.5A，則必須使用至少 2.5V 的基準電壓來計算 –2.5A 至 2.5A 的電流范圍。考慮放大器的輸出擺幅限制 (V_O) 也很重要。
         $V_{\mathrm{REF}}=R_{\mathrm{Sense}}\times I_{\mathrm{Max}}\times G_{\mathrm{U1A}}+V_O$
       • 由于放大器負輸出軌限制為 (V–) + 0.2V，因此選擇了 2.75V 的基準電壓。
         $V_{\mathrm{REF}}=\mathrm{2.75V}\ge \mathrm{50m\Omega }\times \mathrm{2.5A}\times 20+\mathrm{0.2V}$
         1. 由 R5 和 R6 形成的分壓器作為緩沖器饋送到其中一個 LMP7704-SP 通道 (U1B) 中。分壓器產生 2.75V 的基準電壓。
            • 要調整基準輸出，請使用以下公式：
              $V_{\mathrm{REF}}=\left(\frac{\mathrm{R6}}{\mathrm{R5}+\mathrm{R6}}\right)\times \mathrm{5V}$
            • 電壓基準的精度取決于分壓器中的電阻容差。
         2. 使用電壓基準，計算電流檢測放大器的輸出電壓如下：
            $V_{\mathrm{out}\left(U1A\right)}=R_{\mathrm{Sense}}\times I_{\mathrm{TEC}}\times G_{U1A}+V_{\mathrm{REF}}$
            • 當流經 TEC 的電流從 –2.5A 變為 2.5A，電流檢測放大器的輸出電壓從 0.25V 變為 5.25V（2.75V相當于 0A）。
         3. 如果不考慮所選放大器的負軌輸出擺幅限制，電流檢測放大器可能會飽和，并導致系統的其余部分飽和至最大可能負電流。流經 TEC 的飽和電流值可能超過 2.5A，這取決于 H 橋電源電壓和柵極驅動能力。
            • 幸運的是，LMP7704-SP 是軌到軌輸出放大器，因此 0.25V 足以減輕輸出擺幅的限制。另一種擺幅較小的放大器需要從電壓基準處獲得更多余量。

   • 電源電壓選擇：

     • 電流檢測放大器的電源電壓必須高于最大預期輸出 V_max 和最大輸出擺幅限制 V_O。
     $V_{\mathrm{Supply}}\ge V_{\mathrm{Max}}+V_O$
     $\mathrm{10V}\ge \mathrm{5.25V}+\mathrm{0.2V}$
     • 所選的放大器電源為 10V，滿足這些要求。
     • 不考慮正輸出擺幅限制，會導致系統飽和至最大正 TEC 電流。最大正 TEC 電流可能超過 2.5A（類似于基準電壓選擇 部分中提到的負極飽和情況）。
4. 控制放大器 (U1C)：
   • 控制放大器 U1C 控制 柵極驅動強度（在柵極驅動器（U1C 和 U1D） 中進行討論）。為了確定柵極驅動強度和方向，它將電流檢測放大器的輸出與控制輸入 進行比較。控制輸入 (V_IN) 可以來自 PID 或平均 PWM（通常作為溫度控制環路的輸出）。由于運算放大器驅動其輸出直到其兩個輸入端子處于相同的電壓電平，因此 V_IN 決定了流經 TEC所需 的電流電平。
   • 為了控制流經 TEC 的電流，將控制輸入 V_IN 設置為 0.25V 至 5.25V 的電壓。控制放大器輸出根據需要變高或變低，以達到反饋（U1A 輸出）和 V_IN 處于同一電平。根據控制輸入電壓 (V_IN) 和電流檢測放大器的電壓基準 (V_REF) 計算所設置的 TEC 電流電平：
     $I_{\mathrm{TEC}}=V_{\mathrm{IN}}-V_{\mathrm{REF}}$
     $I_{\mathrm{TEC}}=V_{\mathrm{IN}}-2.75V$
   • 0.25V 的 V_IN 意味著控制放大器改變其輸出，直至檢測到流經 TEC 的電流為 –2.5A。同樣，5.25V 的輸入信號意味著控制放大器改變其輸出，直至檢測到流經 TEC 的電流為 2.5A。
     • 這種行為容易受到振蕩的影響；因此，添加組件 R1 和 C1 以防止控制放大器的輸出瞬間變化。如交流仿真結果 部分中所示，選擇這些值以產生至少 60° 的相位裕度。
5. 柵極驅動器（U1C 和 U1D）：
   • 柵極驅動器負責向每個半橋提供柵極信號。
   • 柵極驅動器功能：
     • 觀察任一柵極驅動器及其相應的半橋：
       • 當柵極驅動器的輸出為高電壓時，只會導通 N 溝道 FET（Q2 或 Q4）。當輸出為低電壓時， P 溝道 FET（Q1 或 Q3）導通。
         • 重要的是要考慮是否存在三個FET可以同時導通的任意點。這將在MOSFET 選擇 部分進行討論。
       • 添加隔離電阻 (R_iso) 來防止在驅動 FET 容性負載時出現的不穩定。 R8 和 R16 的值通過下述公式計算：
         $R_{\mathrm{iso}}\ge \frac{1}{2\times \pi \times f_{\mathrm{20DB}}\times C_{\mathrm{load}}}$
         $R_{\mathrm{iso}}=\mathrm{100\Omega }\ge \mathrm{80\Omega }\approx \frac{1}{2\times \pi \times \mathrm{248kHz}\times \mathrm{8000pF}}$
         • 更多詳細信息，請參閱 TI 精度實驗室 - 運算放大器：穩定性 - 容性負載。
   • 設置柵極驅動最大輸出：
     • 要設置柵極驅動器的最大輸出電壓 (V_maxDriver)，請更改施加到 U1D 的基準電壓 TL1431-SP (U2)。確保 V_maxDriver 在所選放大器的輸出擺幅能力范圍內。在這種情況下，LMP7704-SP 輸出擺幅與正軌相差 0.2V；因此，最大 V_maxDriver 為 9.8V。
       • 設置 TL1431-SP (U2) 基準：
         $V_{\mathrm{REF(U}2)}=\left(1+\frac{\mathrm{R14}}{\mathrm{R15}}\right)\times \mathrm{2.5V}$
         $V_{\mathrm{REF(U}2)}=\mathrm{4.5V}=(1+\frac{\mathrm{4.95k\Omega }}{\mathrm{6.19k\Omega }})\times \mathrm{2.5V}$
         • R13 用于在偏置陰極時限制電源電流。確保 R13 為 U2 提供大于 1mA 的電流：
           $I_{U2}=\frac{V_{\mathrm{Supply}}-V_{\mathrm{REF(U}2)}}{\mathrm{R13}}\ge \mathrm{1mA}$
           $I_{U2}=\mathrm{1.1mA}=\frac{\mathrm{10V}-\mathrm{4.5V}}{\mathrm{5k\Omega }}\ge \mathrm{1mA}$
       • 設置 V_maxDriver 電壓：
         $V_{\mathrm{maxDriver}}=\left(1+\frac{\mathrm{R12}}{\mathrm{R11}}\right)\times V_{\mathrm{REF(U}2)}$
         $V_{\mathrm{maxDriver}}=\mathrm{9V}=(1+\frac{\mathrm{10k\Omega }}{\mathrm{10k\Omega }})\times \mathrm{4.5V}$
       • 在先前所示的設計中，由于同相增益 G = 2，最大驅動器輸出電壓相當于基準電壓的兩倍。
       • 注意：V_maxDriver 是柵極驅動器 U1D 所能產生的最大電壓。然而，V_maxDriver 不是柵極驅動器施加到 H 橋來產生流經 TEC 的 2.5A 電流的最大電壓 (V_maxGate)。V_maxGate 取決于所選的 MOSFET 以及 V_H-Bridge。通過仿真或查看 MOSFET 數據表和確定達到 I_max 所需的 V_GS來確定 V_maxGate。仿真表明，需要最大 V_maxGate為 （最壞情況下的 FET 閾值電壓）才能實現流經 TEC 的電流為 2.5A。
         • 確保 V_maxDriver 比最大 V_maxGate 高出控制放大器的輸出擺幅限制量 (V_O(U1C))：
           $V_{\mathrm{maxDriver}}\ge V_{\mathrm{maxGate}}+V_{O\left(U1C\right)}$
           $V_{\mathrm{maxDriver}}=\mathrm{9V}\ge \mathrm{8V}+\mathrm{0.2V}$
         • V_maxDriver 需要高于 V_maxGate 以確保控制放大器 (U1C) 不會飽和進入負軌。

   • 反相柵極驅動器信號：

     • 需要注意的是，如果兩個柵極驅動器（U1C 和 U1D）相互跟隨，那么所有 4 個 FET 將同時導通。這是不希望出現的行為，因為它會導致直通電流。理想的行為是只要兩對對角 FET 中的一對導通。兩對對角 是（Q1 和 Q4）或（Q3 和 Q2）。
       • 為了實現這種行為，U1C 的輸出連接到 U1D 的反相輸入。工作原理如下：U1D 默認輸出為 V_maxDriver。然而當施加最小的 0.25V V_IN 時，U1C 的輸出將略微增加并保持穩定，直到檢測到 –2.5A。這會使 U1D 的輸出處于 V_maxGate。隨著 V_IN 的變化，兩個柵極驅動器輸出之間的關系定義如下：
       $U1D_{\mathrm{OUT}}=V_{\mathrm{maxDriver}}-U1C_{\mathrm{OUT}}$
       • 這會導致兩個輸出相互線性跟隨，并且方向相反，即當 U1D 為 9V 時，U1C 為 0V。
         1. 這就是為什么 V_maxDriver 需要比 V_maxGate 高 V_O(U1C) 的原因：為了避免 U1C 的輸出為 0V 時，它只能下降到0.2V負軌 (GND) 。
         2. 假設考慮了 MOSFET 閾值電壓，該柵極驅動器設計可確保在運行期間上述兩對對角 中只有一對導通。

   • 放大器選擇：

     • 確保所選的運算放大器具有足夠的輸出擺幅以支持所需的最大電壓。LMP7704-SP 可以擺動到0.2V正電源 (9.8V) 。
6. MOSFET 選擇：
   • FET 閾值電壓對于實現有效的設計至關重要。在運行期間，一次只能導通一對對角 FET。這些 對是：（Q1 和 Q4）或（Q3 和 Q2）。如果三個 FET 同時導通，例如 Q1、Q2 和 Q4，則 H 橋電源軌可能會通過 Q2 以非常小的電阻連接到 GND，并導致電流尖峰，稱為直通電流。這可能會損壞 FET 并導致系統故障。為避免這種情況，一次只導通一對對角 FET 是絕對重要的。
     • 對于所示電路，所選的 FET 都具有 2V（N 溝道）或 –2V（P 溝道）的最小閾值電壓 (V_th)。
       • 這意味著，如果 N 溝道 FET 上沒有電阻分壓器，2.5V 柵極信號就可以導通同一半橋的高側和低側 FET 并產生直通電流。
         • 為確保不會發生這種情況， N 溝道 FET 增加了一個分壓器。選擇的分壓器應具使當 P 溝道 FET 即將導通時，由相同柵極信號驅動的 N 溝道 FET 應關斷。對于 V_th 為 2V 的 所先FET，當柵極驅動器的輸出為 3V 時，N 溝道 FET 柵極 (V_N-Gate-) 應選擇為 1.9V。分壓器的計算如下（假設 R_TOP = 100k? 并確保 V_N-Gate 低于最小 N 溝道 V_th）：
           $R_{\mathrm{BOTTOM}}=\frac{\frac{V_{\mathrm{N-Gate}}}{(V_{\mathrm{H-Bridge}}+V_{\mathrm{th}(min)PFET})}}{1–\frac{V_{\mathrm{N-Gate}}}{(V_{\mathrm{H-Bridge}}+V_{\mathrm{th}(min)PFET})}}\times R_{\mathrm{TOP}}; V_{\mathrm{N-Gate}}<V_{\mathrm{th(min)NFET}}$
           $R_{\mathrm{BOTTOM}}=\mathrm{172k?}\approx \frac{\frac{\mathrm{1.9V}}{(\mathrm{5V}+(–\mathrm{2V}\left)\right)}}{1-\frac{\mathrm{1.9V}}{(\mathrm{5V}+(–\mathrm{2V}\left)\right)}}\times 100\mathrm{k?}$
     • 在前面計算出的電阻分壓器中，如果施加 2.5V 柵極信號來導通 P 溝道 FET，則 N 溝道柵極只能看到 1.6V，因此它會處于關斷狀態。這樣就可以確保在運行期間只有一對對角 FET 導通。
       • 確保可以將柵極驅動得足夠高，使 FET 的最大 V_th（來自數據表）仍能夠與電阻分壓器一起使用。根據數據表，最大 V_th 為 4V。當施加絕對最大值 V_maxGate (8.8V) 信號時，帶有分壓器的最大 V_N-Gate 為 5.56V。確保在 V_th 變化時導通。
         • 在不飽和 U1C的情況下，絕對最大值 V_maxGate 為 8.8V，其推導公式如下：
         $V_{\mathrm{maxGate}}\le V_{\mathrm{maxDriver}}–V_{O\left(U1C\right)}$
         $V_{\mathrm{maxGate}}=\mathrm{8.8V}\le \mathrm{9V}–\mathrm{0.2V}$