設計時首先需要選擇合適的大容量電容器。

根據(jù)功率級別選擇初級側大容量電容器。根據(jù)所需的最小體電壓電平，可使用 方程式 8 計算出大容量電容器值。

方程式 8.

在 方程式 8 中，P_IN 是最大輸出功率除以目標效率，V_IN(min) 是最小交流輸入電壓 RMS 值。V_BULK(min) 為目標最小體電壓，f_LINE 為線路頻率。

根據(jù)公式，為了實現(xiàn) 75V 的最小體電壓，假設轉換器效率為 85%、最低線路頻率為 47Hz，則大容量電容器容量必須大于 127μF，設計時考慮到電容器容差選擇了 180μF。

變壓器設計首先需要選擇合適的開關頻率。通常情況下，針對簡單的反激式拓撲，開關頻率的選擇需要權衡轉換器的尺寸與效率。一般而言，開關頻率越高，變壓器尺寸就越小。但開關損耗會增加，進而影響效率。有時，開關頻率選型是為了避開特定的通信頻段，防止噪聲干擾通信。本數(shù)據(jù)表內容不包含頻率選型。

選用 110kHz 的開關頻率，以盡可能縮減變壓器尺寸。同時，法規(guī)已著手將 EMI 噪聲限制在 150kHz，設計選用了 110kHz 開關頻率以盡可能縮減 EMI 濾波器尺寸。

隨后根據(jù)所需的 MOSFET 額定電壓和二極管額定電壓，選擇變壓器的匝數(shù)比。由于最大輸入電壓為 265V AC，因此可按照 方程式 9 計算峰值電壓。

方程式 9.

為盡可能地減少系統(tǒng)的成本，選擇了常用的 650V MOSFET。考慮到設計裕度和 MOSFET 漏極上的額外電壓振鈴，反射輸出電壓必須小于 120V。根據(jù) 方程式 10 選擇變壓器匝數(shù)比。

方程式 10.

二極管電壓應力等于輸出電壓加上反射輸入電壓。二極管上的電壓應力通過 方程式 11 計算得出。

方程式 11.

考慮到振鈴電壓尖峰和電壓降額，二極管額定電壓必須大于 50V。

變壓器電感根據(jù) CCM 條件進行選擇。較大的電感器可延長轉換器在 CCM 下的維持時間。但這往往會增加變壓器尺寸。通常情況下，所選用的變壓器磁化電感應使得轉換器能夠在最小線路電壓下，在負載約為 50% 時進入 CCM 工作模式。這是在變壓器尺寸和效率之間進行權衡的結果。在該特定設計中，由于輸出電流更高，因此需要使轉換器處于深度 CCM 工作模式，并盡可能減小導通損耗和輸出紋波。在最小體電壓下，轉換器以大約 10% 的負載進入 CCM 工作模式。

電感可通過 方程式 12 計算得出。

方程式 12.

在本公式中，開關頻率為 110kHz。因此，變壓器電感必須約為
1.7mH。磁化電感值選用 1.5mH。

輔助繞組為 UCC2800 的正常運行供電。輔助繞組電壓是反射到初級側的輸出電壓。設計旨在實現(xiàn)更高的反射電壓，以便 IC 能夠快速從變壓器獲取能力，進而簡化大功率負載的啟動操作。然而，較高的反射電壓使得 IC 耗能增加。因此需要權衡各個方面。

在此設計中，所選輔助繞組電壓與輸出電壓相同，因此電壓高于 UVLO 電平，并確保 IC 和驅動損耗較低。因此，輔助繞組與輸出繞組的匝數(shù)比如 方程式 13 所示。

方程式 13.

基于計算得出的電感值和開關頻率，可以計算 MOSFET 和二極管的電流應力。

MOSFET 峰值電流的計算公式如 方程式 14 所示。

方程式 14.

MOSFET 峰值電流為 1.425A。

二極管峰值電流等于反射到次級側的 MOSFET 峰值電流。

方程式 15.

MOSFET 的 RMS 電流計算公式如 方程式 16 所示。

方程式 16.

在 方程式 16 中，D 是最小體電壓下的 MOSFET 占空比，計算公式如 方程式 17 所示。

方程式 17.

MOSFET RMS 電流為 0.75A。因此選擇 IRFB9N65A 作為初級側 MOSFET。

二極管平均電流是輸出電流 4A，額定電壓為 60V，峰值電流為 14.25A，因此選用了 48CTQ060-1。

根據(jù)輸出電壓紋波要求選擇輸出電容器。在本設計中，假設電壓紋波為 0.1%。基于 0.1% 的紋波要求，可通過 方程式 18 選擇電容器值。

方程式 18.

考慮到容差和溫度影響，同時兼顧電容器的紋波電流額定值，選擇了 3 個并聯(lián)的 680μF 輸出電容器。

功率級設計完成后，即可選定外圍元件。