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ZHCSXL7 December 2024 LM25190

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封裝選項

機械數據 (封裝 | 引腳)

RGY|19
- MPQF777A

散熱焊盤機械數據 (封裝 | 引腳)

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- QFND818

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7.1.1.4 功率 MOSFET

功率 MOSFET 的選擇對直流/直流穩壓器性能有很大影響。具有低導通電阻 R_DS(on) 的 MOSFET 可以減少導通損耗，而低寄生電容則可以縮短轉換時間和降低開關損耗。通常，MOSFET 的 R_DS(on) 越小，柵極電荷和輸出電荷（分別為 Q_G 和 Q_OSS）就越大，反之亦然。因此，R_DS(on) 和 Q_G 的乘積通常指定為 MOSFET 品質因數。給定封裝的低熱阻確保 MOSFET 功率損耗不會導致 MOSFET 芯片溫度過高。

影響功率 MOSFET 選擇的主要參數如下：

7.5V 時的 R_DS(on)。
漏源電壓額定值，BV_DSS。
7.5V 時的柵極電荷參數。
相關輸入電壓下的輸出電荷 Q_OSS。
體二極管反向恢復電荷 Q_RR。
柵極閾值電壓 V_GS(th)，從 MOSFET 數據表內 Q_G 與 V_GS 之間的關系圖中的米勒平坦區域得出。為了充分增強 MOSFET，米勒平坦區域電壓必須比柵極驅動振幅低 2V 至 3V，尤其是在最小輸入電壓下。

表 7-1 中所示的公式總結了一個通道的 MOSFET 相關功率損耗，其中后綴 1 和 2 分別表示高側和低側 MOSFET 參數。雖然這里考慮了電感器紋波電流帶來的影響，但卻不包括與寄生電感和 SW 節點振鈴相關的損耗等二階損耗模式。

表 7-1 MOSFET 功率損耗

功率損耗模式	高側 MOSFET	低側 MOSFET
MOSFET 導通⁽²⁾⁽³⁾	方程式 20. $P_{c o n d 1} = D \times ({I_{L O A D}}^{2} + \frac{{? I_{L O U T}}^{2}}{12}) \times R_{D S (o n) 1}$	方程式 21. $P_{c o n d 2} = D^{'} \times ({I_{L O A D}}^{2} + \frac{{? I_{L O U T}}^{2}}{12}) \times R_{D S (o n) 2}$
MOSFET 開關	方程式 22. $P_{s w 1} = \frac{V_{S U P P L Y} \times f_{S W}}{2} \times [(I_{L O A D} - \frac{{? I}_{L O U T}}{2}) \times t_{R} + (I_{L O A D} + \frac{{? I}_{L O U T}}{2}) \times t_{F}]$	可忽略
MOSFET 柵極驅動⁽¹⁾	方程式 23. $P_{g a t e 1} = V_{C C} \times f_{S W} \times Q_{G 1}$	方程式 24. $P_{g a t e 2} = V_{C C} \times f_{S W} \times Q_{G 2}$
MOSFET 輸出電荷⁽⁴⁾	方程式 25. $P_{C o s s} = f_{S W} \times (V_{S U P P L Y} \times Q_{O S S 2} + E_{o s s 1} - E_{o s s 2})$
體二極管導通	不適用	方程式 26. $P_{c o n d B D} = V_{F} \times f_{S W} \times [(I_{L O A D} + \frac{{? I}_{L O U T}}{2}) \times t_{d t 1} + (I_{L O A D} - \frac{{? I}_{L O U T}}{2}) \times t_{d t 2}]$
體二極管反向恢復⁽⁵⁾	方程式 27. $P_{R R} = V_{S U P P L Y} \times f_{S W} \times Q_{R R 2}$

(1) 柵極驅動損耗會根據 MOSFET 的內部柵極電阻、外部添加的串聯柵極電阻以及器件的相關驅動器電阻進行分攤。

(2) MOSFET R_DS(on) 具有約 4500ppm/°C 的正溫度系數。MOSFET 結溫 T_J 及其隨環境溫度的上升情況取決于器件的總功率損耗和熱阻。在最小輸入電壓下或接近的電壓下工作時，確保 MOSFET R_DS(on) 可以提供可用的柵極驅動電壓。

(3) D' = 1–D 為占空比補碼。

(4) MOSFET 輸出電容 C_oss1 和 C_oss2 與電壓之間的關系呈現高度非線性特征。這些電容都能在 MOSFET 關斷時通過電感器電流進行無損充電。不過，在導通期間，來自輸入的電流為低側 MOSFET 的輸出電容充電。E_oss1（即 C_oss1 的能量）會在導通時消耗，但此損耗會被 C_oss2 上儲存的能量 E_oss2 抵消。

(5) MOSFET 體二極管反向恢復電荷 Q_RR 取決于很多參數，尤其是正向電流、電流轉換速度以及溫度。

高側（控制）MOSFET 在 PWM 導通時間（或 D 間隔）期間承載電感器電流，通常會導致大部分的開關損耗。選擇能夠平衡導通損耗和開關損耗的高側 MOSFET 至關重要。高側 MOSFET 的總功率損耗等于以下幾項損耗之和：導通損耗、開關（電壓與電流重疊）損耗、輸出電荷損耗，以及通常情況下體二極管反向恢復所導致的凈損耗的三分之二。

當高側 MOSFET 關斷時（或 1–D 間隔），低側（同步）MOSFET 承載電感器電流。低側 MOSFET 開關損耗可以忽略不計，因為它在零電壓處進行切換。在轉換死區時間期間，電流僅進行換向（從通道到體二極管），反之亦然。當兩個 MOSFET 都關斷時，器件及其自適應柵極驅動時序會盡可能地減少體二極管導通損耗。此類損耗與開關頻率直接成正比。

在高降壓比應用中，低側 MOSFET 會在開關周期的大多數時候承載電流。因此，若要獲得高效率，必須針對 R_DS(on) 優化低側 MOSFET。如果導通損耗過大或目標 R_DS(on) 低于單個 MOSFET 中的可用電阻，請并聯兩個低側 MOSFET。低側 MOSFET 的總功率損耗等于以下幾項損耗之和：通道導通損耗、體二極管導通損耗，以及通常情況下體二極管反向恢復所導致的凈損耗的三分之一。