高頻諧振轉換器設計注意事項包括元件選擇、帶有寄生參數的設計、同步整流器設計以及電壓增益設計。本電源設計要點聚焦于介紹影響開關元件選擇的關鍵參數，以及高頻諧振轉換器中變壓器繞組間電容的影響。

在過去十年間，寬帶隙 (WBG) 器件的商業化使得電源轉換器能夠在更高的頻率下運行，以實現更高的功率密度。高性能電源剛剛開始包括 WBG 器件，尤其是碳化硅和氮化鎵場效應晶體管 (FET)，因為它們在相同擊穿電壓水平下的輸出電容 (C_oss)、柵極電荷 (Q_g)、導通電阻 (R_DS(on)) 和反向恢復電荷 (Q_rr) 都低于（或不存在）硅或硅超結 FET。較低的 Q_g 可降低所需的驅動功率 (P_drive = V_drive Q_g F_sw)，而較低的 R_DS(on) 可降低導通損耗，其中 V_drive 是驅動電壓，F_sw 是 FET 開關頻率。在高頻轉換器中選擇元件時，除了 Q_g 和 R_DS(on) 外，還必須考慮 C_oss 和 Q_rr。

如 圖 1 所示，在電感-電感-電容-串聯諧振轉換器 (LLC-SRC) 等諧振轉換器中，諧振回路中的電流會對 FET 的 C_oss（圖 2 中的 State 1）進行充電/放電，以實現零電壓開關 (ZVS)。ZVS 意味著 FET 漏源電壓 (V_DS) 在其柵極電壓變為高電平之前達到零。因此，在相同的諧振回路電流電平下，較低的 C_oss 能夠實現更短的死區時間，以實現 ZVS。更短的死區時間意味著更大的占空比，同時初級側諧振回路和 FET 上的均方根 (RMS) 電流更低，從而帶來更高的效率，并使得變換器能夠在更高的開關頻率下運行。

為了實現 ZVS，FET 的體二極管總會在某一時間段內導通電流，即 圖 2 中的 State 2。如果 FET 具有 Q_rr 并在體二極管仍傳導電流時再次導通，FET 本身將產生反向電流來使 Q_rr 放電，并導致硬開關和高電壓應力，從而可能損壞 FET。

圖 3 說明了 LLC-SRC 啟動過程中的這種硬開關現象，如 圖 1 所示。當 FET Q₂ 首次傳導電流時，將累積電感電流 I_PRI。然后，電流 I_PRI 流經通過 FET Q₁ 通道和體二極管傳導。在不允許電流反向流動的情況下，FET Q₂ 再次導通。由于 Q_rr，FET Q₁ 會自行產生反向電流，以使 Q_rr 放電，從而產生高電壓應力。

在高頻諧振轉換器中，諧振回路阻抗通常遠低于低頻諧振轉換器中的阻抗。因此，高頻諧振轉換器中的啟動浪涌電流預計會更高。以 圖 1 中的 LLC-SRC 為例，當輸出電壓為零（啟動時的初始條件）時，Q₂ 首次導通時，限制啟動電流的唯一阻抗是 L_r，即 LLC-SRC 中的串聯諧振電感器。高效和高頻諧振轉換器設計（尤其是總線轉換器）通?？勺畲笙薅鹊販p小 L_r，從而提高效率。較小的 L_r 值會使啟動電流在相同啟動頻率下更高，因此更容易受到與 Q_rr 相關的硬開關的影響。因此，在高頻諧振轉換器中使用低 Q_rr FET 至關重要。

借助 WBG 器件的上述優勢，可以在兆赫范圍內運行隔離諧振轉換器，其速度可達傳統隔離式電源的 5 至 10 倍。在這一“更高頻率”域中，許多在設計過程中曾被認為“可忽略”的參數（如變壓器繞組間電容）已不再能夠被忽視。

在傳統諧振轉換器的設計過程中，設計人員必須確保諧振回路中存儲的能量高于 FET C_oss 中存儲的能量，以便 C_oss 耗盡諧振回路中存儲的能量，從而實現 ZVS。以 圖 1 中所示的 LLC-SRC 為例，公式 1 可確保該不等式的有效性：

其中 I_Lm 是磁化電感 L_m 的峰值電流，V_in 是 LLC-SRC 的輸入電壓。通過將電感器的歐姆定律應用于 L_m，可以將公式 1 改寫為公式 2：

其中 n = N_p :N_s1（假設 N_s1 = N_s2）是變壓器匝數比，V_out 是輸出電壓。

當諧振轉換器設計需要涵蓋寬工作范圍和保持時間時，L_m 通常遠小于公式 2 右側的值，以保持 L_n = L_m /L_r 處于較低電平（在閉環 LLC-SRC 設計中，L_n 值通常取 4 至 10）。當總線轉換器等諧振轉換器設計需要高轉換器效率時，最大限度增加 L_m 會降低初級 RMS 電流，從而降低導通損耗。在這種情況下，L_m 的值將接近公式 2 右側的值。但是，公式 2 僅代表理想變壓器的理想條件。在實際變壓器中，許多參數都會影響 C_oss 充電和放電能力。最關鍵的參數是繞組內電容。

圖 4 顯示了 LLC-SRC 開關瞬態期間的簡化電路模型，其中 L_m (i_Lm) 上的電流使 C_eq（兩個 FET 的 C_oss 與諧振電容器 C_r 串聯）放電，假設 C_r 作為電壓源。如果沒有變壓器繞組間電容 (C_TX)，則所有 I_Lm 都變為 C_eq，公式 2 有效。但當存在 C_TX 時，一些 I_Lm 必須轉到 C_TX 來改變變壓器繞組的極性，這會降低 C_oss 放電能力并可能導致 ZVS 丟失。因此，必須通過使初級繞組各層與每一層保持距離，以及次級繞組的各層距離來降低 C_TX。

確定 L_m 值的經驗法則是，僅使用公式 2 計算得出的最大 L_m 值的一半，因為在實際構建變壓器之前通常很難預測 C_TX 值。在具有 400V 輸入的轉換器中，C_TX 通常處于 22pF 至 100pF 的范圍內。在變壓器結構固定后，在電路仿真中對 C_TX 進行建模也非常有用，可以確保足夠低且具有裕度的 L_m。

在 本系列的下一部分，我將重點介紹高頻諧振轉換器設計中的同步整流器設計挑戰。

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