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ZHCT523 July 2024 TAS5805M

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1. IC啟動時的等效電路圖
2. 啟動電流的計算
3. 理論及測試結果
4. 結語

TI Class D 音頻功放IC在消費電子以及 Auto 中有著廣泛的應用場景。其中 TAS5805M，TAS5802M, TAS5815M廣泛用于 TV 市場。為了滿足 TV 行業日益嚴苛的散熱條件，工程師在應用 TAS5805M 時，可選擇不同的工作模式以及工作頻率使得 IC 溫升滿足要求。本文主要針對 TAS5805M 在不同頻率及模式下的啟動電流的機理做分析，并指出最小啟動電流的配置方式。

在應用文檔 Thermal design considerations for TAS5805M Class-D audio amplifier 中介紹了針對不同工作模式 BD Mode/1SPW Mode 及工作頻率 384kHz/768kHz 下的效率。而不同的工作模式以及效率對應不同的啟動電流。電視行業中應用的 PVDD 較大，通常為12V，20V，24V. 較大的 PVDD 使得 IC 啟動時的電感電流較大，容易觸發芯片內部的過流保護機制。因此將最大啟動電流控制在 Over-Current Error Threshold 之下至關重要。

IC啟動時的等效電路圖

下圖是 Class D 的典型應用框圖。BD Mode 下，Q1 與 Q3 同時導通，同時關閉，工作在 50% 占空比模式下；1SPW Mode 下則工作在14%占空比模式下。在 Idle mode 下啟動，全橋電路左右兩端電路參數以及工作方式完全對稱，因此可將全橋電路等效為兩個完全一樣的工作在空載 FCCM mode 下的 Buck Converter.

圖 1 IC啟動時的等效電路圖

以上 Buck Converter 電路可簡化為以下 RLC 串聯電路。t=0 時，電感電容上的儲能均為 0，因此初始條件為：u_c(0-)= u_c(0+)= i_L(0-)= i_L(0+)=0.

圖 2 等效RLC串聯電路

啟動電流的計算

當 TAS5805M 配置為 HIZ to Play 時，開始第一個驅動信號，Q1 打開，PVDD 對 LC 網絡充電，電感電流上升，電容電壓上升，電路等效為求解LC二階零狀態響應。此時，V1=PVDD. 對以上 RLC 串聯電路可列以下非齊次微分方程： $L C \frac{d^{2} u_{c}}{d t^{2}} + R C \frac{d u_{c}}{d t} + u_{c} = V_{1}$
其中 R 包含 MOSFET 導通電阻以及電感直流電阻。R 較小，因此該二階電路為欠阻尼充放電電路。對應電容電壓u_c 以及電感電流i_L的零狀態響應為：
$i_{L} (t) = \frac{V_{1}}{ω L} e^{- δ t} s i n ω t \approx P V D D \times \sqrt{\frac{C}{L}} \times s i n ? (1 / \sqrt{L \times C} \times t)$
$u_{c} (t) = P V D D \times [1 - \cos ? (\frac{1}{\sqrt{L \times C}} \times t)]$
其中， $δ = R / 2 L$ , $ω_{0} = 1 / \sqrt{L C}$ $ω = \sqrt{{ω_{0}}^{2} - δ^{2}} \approx ω_{0}$
該階段結束后，對應的電感電流，電容電壓分別為 U₁, IL₁.
當第一個驅動信號結束后，Q1 關閉，Q2 打開，此時，V1=0. 電感電流通過 Q2 進行續流繼續對電容充電。電感電流下降，電容電壓繼續上升。此時，電路對應的零輸入響應如下。初始條件為：u_c0=U₁, IL₀=IL₁.
$u_{c} (t) = U_{1} \cos ? (ω t) + \frac{I L 1}{ω C} \sin ? (ω t)$
$i_{L} (t) = I L 1 \cos ? (ω t) - ω C U_{1} \sin ? (ω t)$
該階段結束后，對應的電感電流，電容電壓分別為 U₂, IL₂
當一個周期結束時，第二個驅動信號到達。此時，Q1 打開，Q2 關閉，此時，V1=PVDD. 電感電流上升，電容電壓上升。若 u_c 仍然較小，則上一階段，電感電流下降較小，這一階段電感電流上升較快，則這一階段的電感電流會超過第一個脈沖末端的電流，行成更大的電流。此時，電路對應為全響應。
$i_{L} (t) = P V D D \times \sqrt{\frac{C}{L}} \times \sin ? (\frac{1}{\sqrt{L \times C}} \times (t)) + I L 2 \cos ? (ω t) - ω C U_{2} \sin ? (ω t)$
$u_{c} (t) = P V D D \times [1 - \cos ? (\frac{1}{\sqrt{L \times C}} \times t)] + U_{2} \cos ? (ω t) + \frac{I L 2}{ω C} \sin ? (ω t)$
該階段結束后，對應的電感電流，電容電壓分別為 U₃, IL₃.

理論及測試結果

以下是基于 TAS5805MEVM 在 PVDD=20V，LC=0.68uH+4.7uF, R_load=6Ω 條件下的啟動電流計算及測試波形。在 Fsw=768kHz下，IL₃ > IL₁

PVDD	L	C	Fsw	Mode	U₁	IL₁	U₂	IL₂	U₃	IL₃
20	4.7	0.68	384k	BD	5.07	5.06	12.64	2.50	18.98	3.73
20	4.7	0.68	384k	1SPW	0.41	1.54	3.98	0.33	4.48	1.56
20	4.7	0.68	768k	BD	1.31	2.71	3.76	2.36	7.03	4.41
20	4.7	0.68	768k	1SPW	0.10	0.77	1.27	0.60	1.52	1.32

觀察以下波形，無論是在 BD mode 下還是 1SP W下，在 Fsw=384kHz 時，電感電流在第一個鋸齒波末端達到最大值。在 Fsw=768kHz 時，電感電流在第二個鋸齒波末端達到最大值；但 1SPW Mode 的啟動電流總小于 BD Mode.

圖 3 768kHz下啟動電流

圖 4 384kHz下啟動電流

結語

在音頻功放啟動時，當頻率較低時，電感電流在第一個方波結束時達到最大值。頻率較高時，電感電流在第二個方波結束時達到最大值。若要維持較小的啟動電流，可將 IC 設置為 1SPW Mode. 由于電路參數與 IC 配置的不同會導致不同的最大啟動電流，且最大啟動電流可能在第一個或第二個方波結束時出現，該過程較難精確計算。因此，建議根據實際電路的 LC 濾波器測試啟動電流的大小。