ZHCT487 February 2024 UCC28C50
連續導通模式 (CCM) 反激式轉換器通常用于中等功耗的隔離型應用。與不連續導通模式 (DCM) 運行相比，CCM 運行的特點是具有更低的峰值開關電流、更低的輸入和輸出電容、更低的 EMI 以及更窄的工作占空比范圍。由于具有這些優點并且成本低廉，它們已廣泛應用于商業和工業領域。本文將提供之前在電源設計小貼士：反激式轉換器設計注意事項中討論過的 53Vdc 至 12V/5A CCM 反激式轉換器的功率級設計公式。
圖 1 展示了工作頻率為 250kHz 的 60W 反激式轉換器的詳細原理圖。所選占空比在最低輸入電壓 (51V) 和最大負載時最大，為 50%。雖然也可以在超過 50% 占空比的情況下運行，但在本設計中無此必要。由于 57V 的高壓線路輸入電壓相對較低，因此在 CCM 運行時，占空比只會降低幾個百分點。但如果負載大幅降低，轉換器進入 DCM 運行模式，占空比就會顯著降低。
圖 1 60W CCM 反激式轉換器原理圖。設計規格
為防止磁芯飽和，繞組開/關時間的伏秒積必須保持平衡。這等于方程式 1：
將 dmax 設置為 0.5 并計算 Nps12（Npri：N12V）和 Nps14（Npri：N14V）的匝數比，如方程式 2 和方程式 3 所示：
變壓器匝數比現已設定（方程式 4 和方程式 5），因此可計算出工作占空比和 FET 電壓。
Vdsmax 表示 FET Q2 漏極上無振鈴的“平頂”電壓。振鈴通常與變壓器漏電感、寄生電容（T1、Q1、D1）和開關速度有關。選擇 200V FET 時，FET 電壓會再降低 25% 至 50%。變壓器繞組之間必須實現良好耦合，如有可能，最大漏電感必須為 1% 或更低，以更大限度地減少振鈴。
當 Q2 導通時，二極管 D1 的反向電壓應力等于方程式 6：
由于漏電感、二極管電容和反向恢復特性的影響，當次級繞組擺幅為負時，振鈴現象很常見。具體請參閱方程式 7。
我選擇了額定值為 30A/45V 的 D2PAK 封裝，以便在 10A 電流下將正向壓降減至 0.33V。功率耗散等于方程式 8：
建議使用散熱器或氣流進行適當的熱管理。初級電感的計算公式為方程式 9：
POUTMIN 是轉換器進入 DCM 的位置，通常為 POUTMAX 的 20% 至 30%。
初級峰值電流出現在 VINMIN 時，等于：
這對于確定最大電流檢測電阻 (R18) 值而言是必要的，能夠防止控制器的初級過流 (OC) 保護電路跳閘。對于 UCC3809，R18 兩端的電壓不能超過 0.9V，以保證全輸出功率。在本例中，我選擇 0.18Ω。也可以使用更小的電阻，以減少功率損耗。但過小的電阻會增加噪聲靈敏度，并使 OC 閾值處于高電平，有可能導致變壓器飽和，更糟糕的是，甚至會導致 OC 故障期間出現與應力相關的電路故障。電流檢測電阻耗散的功率為方程式 11：
根據方程式 12 和方程式 13 估算 FET 導通損耗和關斷開關損耗：
與 Coss 相關的損耗計算有些模糊，因為該電容具有相當高的非線性度，會隨著 Vds 的增加而降低，在本設計中估計為 0.2W。
電容器要求通常包括計算最大均方根電流、獲得預期紋波電壓所需的最小電容以及瞬態保持。輸出電容和 IOUTRMS 的計算公式為方程式 14 和方程式 15：
可以僅使用陶瓷電容器，但在直流偏置效應后需要 7 個陶瓷電容器才能實現 83μF。因此，我只選擇了足以處理均方根電流的電容器，然后使用了電感器-電容器濾波器來降低輸出紋波電壓并改善負載瞬態。如果存在較大的負載瞬態，可能需要額外的輸出電容來減少壓降。
輸入電容等于方程式 16：
同樣，您必須考慮會損耗電容的直流偏置效應。如方程式 17 所示，均方根電流約為：
圖 2 展示了原型轉換器的效率，而圖 3 展示了反激式評估板。
圖 2 轉換器的效率和損耗決定了封裝的選擇和散熱要求。
圖 3 60W 反激式評估硬件尺寸為 100mm x
35mm。要選擇合適的補償元件值，請參閱此處的幫助：補償隔離電源。
本設計示例介紹了功能性 CCM 反激式設計的基本元件計算。然而，初始估算通常需要反復計算，以便進行微調。不過，為了獲得運行良好且優化的反激式轉換器，在變壓器設計和控制環路穩定等方面，往往還需要做更多的細節工作。
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