基于軟開關(guān)拓?fù)涞碾娫崔D(zhuǎn)換器越來越受歡迎。LLC 和 CLLLC 等諧振轉(zhuǎn)換器，憑借軟開關(guān)特性，實(shí)現(xiàn)了高開關(guān)頻率，同時(shí)也帶來了高功率密度。然而，高開關(guān)頻率也給系統(tǒng)設(shè)計(jì)增加了一定的復(fù)雜性。CLLLC 轉(zhuǎn)換器是一種雙向拓?fù)洌瑥V泛用于光伏逆變器和電池儲(chǔ)能系統(tǒng)。為了進(jìn)一步提高效率，降低功率耗散，可以在轉(zhuǎn)換器的次級(jí)側(cè)實(shí)現(xiàn)同步整流 (SR)。測(cè)量用于實(shí)施 SR 的電流。由于轉(zhuǎn)換器處于高頻運(yùn)行狀態(tài)，而且測(cè)量電流與實(shí)際電流之間存在高傳播延遲，因此分流或電流互感器等傳統(tǒng)方法不再是理想之選。為了解決高傳播延遲問題，可以使用 Rogowsky 線圈等替代方案，但是，Rogowsky 線圈仍需要外部電路。德州儀器 (TI) 推出的霍爾效應(yīng)電流傳感器，具有低傳播延遲、高帶寬和低失真等特點(diǎn)，非常適合用于同步整流控制。本應(yīng)用簡(jiǎn)報(bào)提出了電流檢測(cè)傳播延遲的性能評(píng)估方案。

圖 1 CLLLC 轉(zhuǎn)換器的控制方案

一些 LLC 轉(zhuǎn)換器在次級(jí)側(cè)設(shè)計(jì)中使用二極管，這是一種簡(jiǎn)單而經(jīng)濟(jì)的解決方案。相比之下，在次級(jí)側(cè)使用 SR 雖然復(fù)雜且昂貴，但由于散熱器體積更小，其效率更高且結(jié)構(gòu)更緊湊。此外，采用 SR 的轉(zhuǎn)換器還可以實(shí)現(xiàn)雙向功率流動(dòng)。當(dāng)變壓器兩側(cè)均配備諧振回路，該轉(zhuǎn)換器被稱為 CLLLC 轉(zhuǎn)換器。CLLLC 諧振拓?fù)淇捎糜陔p向和混合光伏逆變器，實(shí)現(xiàn)隔離式低壓至高壓和高壓至低壓的能量轉(zhuǎn)換。

圖 2 初級(jí)側(cè)電流和磁化電流

圖 3 次級(jí)側(cè)電流

在 SR 中，變壓器一側(cè)作為激勵(lì)電路運(yùn)行，而另一側(cè)作為同步整流器運(yùn)行。通過控制同步整流器實(shí)現(xiàn)效率最大化。當(dāng)運(yùn)行頻率低于諧振頻率時(shí)，初級(jí)側(cè)電流與磁化電流一致，初級(jí)側(cè)到次級(jí)側(cè)的能量傳遞周期短于開關(guān)周期。如圖 3 所示，在某些周期內(nèi)，次級(jí)側(cè)電流會(huì)降為零。當(dāng)次級(jí)側(cè)電流降為零時(shí)，必須及時(shí)關(guān)閉 SR 開關(guān)以防止反向電流流動(dòng)。

系統(tǒng)控制器需要檢測(cè)次級(jí)側(cè)電流，并生成與次級(jí)側(cè)電流同步的 SR 控制信號(hào)。SR 控制的主要挑戰(zhàn)在于需要在電流接近零時(shí)停止同步整流操作，但不能允許電流跨過零點(diǎn)。電流測(cè)量、信號(hào)隔離和柵極驅(qū)動(dòng)器電路中出現(xiàn)的任何延遲都會(huì)增加控制的復(fù)雜性。圖 1 中顯示了典型的 SR 控制結(jié)構(gòu)。初級(jí)側(cè)和次級(jí)側(cè) PWM 信號(hào)保持同步，但當(dāng)次級(jí)側(cè)電流 (Is) 的絕對(duì)值低于某個(gè)閾值時(shí)（通常為最大電流的 5%），次級(jí)側(cè) PWM 信號(hào)將被關(guān)閉。圖 4 是調(diào)制時(shí)序圖。借助 C2000 實(shí)時(shí)微控制器 (MCU) 系列，可以配置 ePWM、CMPSS 和 PWMXBAR 模塊，使硬件中的調(diào)制方案不需要 CPU 參與。如圖 4 所示，SR PWM 模塊連接到 CMP 信號(hào)，當(dāng)電流降到閾值以下時(shí)關(guān)斷。

圖 4 CLLLC 調(diào)制時(shí)序圖

在超過 300kHz 的高頻運(yùn)行下，CLLLC 轉(zhuǎn)換器的電流檢測(cè)是一項(xiàng)挑戰(zhàn)。電流檢測(cè)解決方案需要具備足夠的帶寬和低延遲性能。傳統(tǒng)上，Rogowski 線圈常用于同步整流 (SR) 應(yīng)用中。Rogowski 線圈需要額外的電路，用于將輸出電流轉(zhuǎn)換為輸出電壓，以供比較器使用。圖 5 顯示了解決方案。

圖 5 Rogowski 線圈電路示例

Rogowski 線圈通常為定做產(chǎn)品，難以直接商業(yè)采購(gòu)。

一種替代方案是使用快速響應(yīng)的霍爾效應(yīng)電流傳感器，例如 TMCS1133。功能方框圖如圖 6 所示。TMCS1133 提供 1MHz 帶寬和 50ns 的低傳播延遲。TMCS1133 具備強(qiáng)化的隔離性能、對(duì)外部磁場(chǎng)的高抗擾度和偏移消除功能、是同步整流控制的理想選擇。

圖 6 TMCS1133 霍爾效應(yīng)電流傳感器方框圖.

通過比較兩種霍爾傳感器，可以看出精準(zhǔn)時(shí)序?qū)τ诟哳l CLLLC 轉(zhuǎn)換器的性能至關(guān)重要。在仿真實(shí)驗(yàn)中，使用傳播延遲分別為 50ns 和 250ns 的兩種電流傳感器，轉(zhuǎn)換器的開關(guān)頻率為 450kHz。

功率開關(guān)的電壓和電流波形分別如圖 7 和圖 8 所示。

圖 7 具有不同傳播延遲的 SR 開關(guān)在 T_PD 為 50ns 時(shí)的電流表現(xiàn)

圖 8 具有不同傳播延遲的 SR 開關(guān)在 T_PD 為 250ns 時(shí)的電流表現(xiàn)

在理想情況下，次級(jí)側(cè) SR 開關(guān)在每個(gè)周期內(nèi)僅會(huì)出現(xiàn)負(fù)電流，并在次級(jí)電流降至零時(shí)關(guān)斷。但在實(shí)際運(yùn)行中，次級(jí)側(cè)開關(guān)中的電流可能會(huì)超過零，導(dǎo)致部分電流反向流回初級(jí)側(cè)。開關(guān)中的正電流會(huì)引起多余的無功電流，從而導(dǎo)致額外損耗。

在仿真實(shí)驗(yàn)中，T_PD 較高的次級(jí)側(cè)電流正振幅更大。正電流會(huì)引起兩個(gè)主要問題：無功功率需要進(jìn)行補(bǔ)償以滿足輸出電流需求。由于部分能量會(huì)傳輸回初級(jí)側(cè)，因此有功功率傳輸周期需要向次級(jí)側(cè)提供更多能量。次級(jí)側(cè)的 RMS 電流會(huì)顯著增加。例如，對(duì)于低 T_PD (50ns) 的次級(jí)側(cè)電流，其 RMS 值為 4.78A_RMS，而對(duì)于高 T_PD (250ns) 的次級(jí)側(cè)電流，其 RMS 值為 5.45A_RMS。RMS 電流的差異使傳導(dǎo)損耗增加了 30%。隨著 T_PD 的進(jìn)一步增加，RMS 電流還會(huì)繼續(xù)上升。

圖 9 具有不同傳播延遲的初級(jí)側(cè)開關(guān)在 T_PD 為 50ns 時(shí)的電流和電壓表現(xiàn)

圖 10 具有不同傳播延遲的初級(jí)側(cè)開關(guān)在 T_PD 為 250ns 時(shí)的電流和電壓表現(xiàn)

次級(jí)側(cè)電流的無功部分還會(huì)引發(fā)第二個(gè)問題，即初級(jí)側(cè)開關(guān)喪失零電壓開關(guān) (ZVS) 的能力。初級(jí)側(cè)開關(guān)的 ZVS 通過變壓器的磁化電流實(shí)現(xiàn)，如圖 2 中的紅色曲線所示。為了對(duì)開關(guān)的電容放電，磁化電流在開關(guān)周期結(jié)束時(shí)正值很大。次級(jí)側(cè)電流會(huì)降低初級(jí)側(cè)開關(guān)的有效電流。初級(jí)側(cè)關(guān)斷電流可通過方程式 1 計(jì)算得出。

其中

• I_OFF,PRI 是初級(jí)側(cè)開關(guān)的關(guān)斷電流
• I_M 是磁化電流
• N 是匝數(shù)比
• I_SEC 是次級(jí)側(cè)開關(guān)的電流

如果存在較大的反向功率流動(dòng)，初級(jí)側(cè)開關(guān)的關(guān)斷電流可能會(huì)低于預(yù)期值。在某些情況下，初級(jí)側(cè)關(guān)斷電流甚至變?yōu)樨?fù)值，從而導(dǎo)致初級(jí)側(cè)開關(guān)完全進(jìn)入硬開關(guān)模式。如圖 9 和圖 10 所示，初級(jí)側(cè)開關(guān)在 T_PD 為 50ns 時(shí)處于軟開關(guān)模式，而在 T_PD 為 250ns 時(shí)進(jìn)入完全硬開關(guān)模式。硬開關(guān)會(huì)額外引起 4W 的損耗。

在 T_PD 為 50ns 時(shí)進(jìn)行 1200W 的功率轉(zhuǎn)換時(shí)，總損耗比在 T_PD 為 250ns 時(shí)增加約 7W。轉(zhuǎn)換效率從 98.2% 降至 97.6%，減少了 0.6%。效率降低導(dǎo)致耗散增加了 33%。

根據(jù)仿真結(jié)果，TIDA-010933 參考設(shè)計(jì)中采用了低傳播延遲的霍爾效應(yīng)電流傳感器 TMCS1133。TMCS1133 的傳播延遲僅為 50ns，專為配合 CLLLC 轉(zhuǎn)換器控制而設(shè)計(jì)。該器件的傳播延遲極小，幾乎不會(huì)在 CLLLC 級(jí)中引入無功功率。SR 控制波形如圖 11 所示。

1. C1 是 TMCS1133 測(cè)量值
2. C2 是通過電流探頭測(cè)量的電流值
3. C3 是次級(jí)側(cè)電壓

圖 11 TIDA-010933 電路板次級(jí)側(cè)電壓、電流和 TMCS1133 輸出的波形

波形顯示，TMCS1133 在開關(guān)事件時(shí)會(huì)產(chǎn)生一定的噪聲和振蕩，但傳感器輸出可在 250ns 內(nèi)恢復(fù)。周期開始時(shí)的噪聲可通過消隱期屏蔽，不會(huì)影響轉(zhuǎn)換器的最終性能。零點(diǎn)附近的噪聲和延遲對(duì)轉(zhuǎn)換器性能的影響更大。經(jīng)過 300ns 的消隱期后，次級(jí)側(cè)電流測(cè)量值與 TMCS1133 輸出之間的差異達(dá)到最小。

對(duì)于高頻 SR 電路，電流傳感器的傳播延遲非常重要。根據(jù)仿真實(shí)驗(yàn)結(jié)果，傳播延遲達(dá)到或超過 250ns 時(shí)，會(huì)顯著影響 450kHz 轉(zhuǎn)換器的效率。模擬和實(shí)際實(shí)驗(yàn)表明，TMCS1133 憑借其超低傳播延遲，在高頻同步整流應(yīng)用中表現(xiàn)優(yōu)異，可有效降低整體轉(zhuǎn)換損耗并提高電力轉(zhuǎn)換系統(tǒng)的功率密度。