引言

LM5177 是一款同步降壓/升壓控制器，可提供精確的反向電流限制，以便在功率級的輸入端為儲能系統充電，而輸出端由電源供電。如果系統電源出現任何中斷或故障，功率級的儲能元件將為系統提供持續運行所需的電力。這種單芯片設計適用于許多應用，這些應用要求轉換器雙向運行，并能在主電源和備用電源之間無縫轉換。例如，該設計可用于需要電源關鍵型系統的醫療領域。此外，由于功率級別可靈活擴展，因此可與太陽能發電系統集成，實現高效發電。

僅當降壓/升壓控制器處于 FPWM 模式時，備用操作才起作用。因此，要啟用 FPWM 功能，控制器的 MODE 引腳必須為高電平。否則，轉換器將以正向運行模式（PSM 模式）運行。在此工作模式下，備用儲能元件連接至 LM5177 的 V_in（有時也標記為 V_Bat）。一旦啟用備用電源操作并且功率級輸出端電源電壓大于反饋閾值，轉換器便在輸入端以恒流為儲能元件充電。可以使用降壓/升壓控制器的兩種不同的內置電流限制功能（例如峰值電流限制和平均電流限制）來調節儲能元件的恒定充電電流。

為了調節儲能元件的恒壓充電，降壓/升壓控制器為客戶提供各種選項，例如用于在 COMP 引腳和 MODE 引腳上進行恒壓充電的外部控制器。本應用手冊旨在介紹如何使用 MODE 引腳上的外部遲滯控制器和 COMP 引腳上的線性恒壓控制器進行恒壓充電。圖 1 所示為使用 MODE 引腳和 COMP 引腳上的外部控制進行恒壓充電的方框圖。后續各節將討論這兩種恒壓充電方法。

圖 1 使用 MODE 引腳和 COMP 引腳對恒壓充電進行外部控制

使用 MODE 引腳進行恒壓充電

FPWM 和 PSM 模式的閾值電壓分別為 1.19V 和 0.41V。如果 MODE 引腳上的上升沿大于 1.19V，則轉換器處于 FPWM 模式，并且儲能元件開始充電。同樣，如果 MODE 引腳上的下降沿低于 0.41V，則轉換器正向運行（無備用操作），并且儲能元件開始放電。MODE 引腳控制可通過多種方式實現，例如使用具有外部基準的比較器、微控制器等。這些設計成本高昂，并且需要復雜的電路配置。因此，為了以簡單的設計實現 MODE 引腳控制，我們使用 LM431 并聯穩壓器、低功耗 PNP 晶體管和低功耗 N 溝道 MOSFET 開發了遲滯控制器。圖 2 所示為 MODE 引腳控制器的電路圖。

圖 2 用于 MODE 引腳控制的遲滯控制器

這種設計有一些重要的考慮因素。首先，遲滯控制器的 VCC 電源電流不得超過 10mA；否則，電路會使降壓/升壓控制器的 VCC 穩壓器過載。該設計必須確保 LM431 的最小工作電流 (1mA)。否則，器件可能會影響電路的正常運行。要使 LM431 作為比較器準確無誤地工作，陰極電壓必須高于基準電壓。LM431 的基準閾值電壓為 2.5V。由于電池電壓較高，分壓器的電阻組合必須具有更高的電阻，以便限制 LM431 的基準電流和功率損耗。儲能元件必須預充電以滿足 VDET 條件，否則 LM5177 器件不會開啟。

儲能元件可以是任何類型，例如電池、電容器、超級電容器等。在本應用簡報中，儲能元件是電介質電容器。在圖 2 所示的設計中，VCC 電壓為 5V，最大 VCC 電源電流為 3mA，儲能元件的恒壓充電閾值為 30V。可通過改變分壓器電路的比值來定義恒壓充電限值。如果儲能電壓達到 30V，則分壓器電路的基準電壓會增加至 2.5V，而 LM431 的陰極電壓會從 VCC 降低至 1.8V。

陰極電壓的降低會導致 PNP 晶體管的發射極至基極端子之間的正向偏置，并且隨后會導致發射極至集電極電壓降低。這會導致 N 溝道 MOSFET 的柵源電壓增加（從 0V 到 VCC），并且 MOSFET 導通。MODE 引腳電壓從 VCC 降低至 20mV。降壓/升壓控制器從 FPWM 模式切換到 PSM 模式，并且儲能元件開始放電。放電一直持續到電池電壓達到遲滯控制的負閾值。這樣，儲能電壓就穩定在 30V 左右，且 MOSFET 開關延遲引起的遲滯較小。

使用 COMP 引腳進行恒壓充電

內側電壓環路誤差放大器的精確實現將 COMP 引腳的精確電壓反映在電感器的標稱峰值電流值上。圖 3 顯示了 FPWM 模式下內側電壓環路誤差放大器的控制 V/I 特性。V_{(comp, CL+)} 和 V_{(comp, CL-)} 的值分別為 1.25V 和 0.24V。而峰值電流的正負限值由峰值電流檢測電阻定義。

圖 3 峰值電流檢測電壓與 VCOMP 間關系的控制函數

當 V_(comp) 值小于 V_{(comp, CL0)} 值時，將啟用儲能元件充電。而當 V_(comp) 值等于 V_{(comp, CL0)} 值時，將激活儲能元件的恒壓充電。因此，要使用 COMP 引腳實現恒壓充電，需要使用閉環線性控制器。當儲能元件達到所需的電壓電平時，該控制器通過電流源對 COMP 引腳上的補償網絡充電。設計的線性控制器使用 TLV431（并聯穩壓器）和低功耗 PNP 晶體管。圖 4 中顯示了 COMP 引腳控制器的電路圖。

圖 4 用于 COMP 引腳控制的線性控制器

與 MODE 引腳控制器的設計類似，設計 COMP 引腳控制器時也有一些注意事項。首先，COMP 引腳控制器的電源電流不得超過 10mA，設計必須確保最小 TLV431 陰極電流 (0.1mA)，并且 TLV431 的基準閾值電壓為 1.24V。控制器設計必須根據電源電壓的動態特性包含一個合適的補償網絡。否則，可能會出現控制環路不穩定問題。在本設計中，我們向電路添加了 100nF 的補償電容。

COMP 引腳控制器的工作方式與 MODE 引腳控制器類似。當 TLV431 Vref 引腳的偏置電壓等于 1.24V 時，控制器會啟用 COMP 引腳處的電流源。線性控制器的恒壓充電閾值為 30V。正向偏置中的 TLV431 提供適當的 PNP 發射極-柵極偏置電壓，并為 COMP 引腳補償網絡充電。降壓/升壓控制器的反向電流為零，儲能電壓保持在 30V 的恒定值。

結果

為了驗證為 MODE 引腳和 COMP 引腳設計的控制器的精度和準確度，我們對 LM5177 降壓/升壓控制器評估模塊 進行了測試。圖 5 和圖 6 中的結果顯示，在 MODE 引腳控制下，儲能元件從恒流充電平穩過渡到恒壓充電。設計的電路將儲能元件的充電電壓穩定在 30V 左右。在 MODE 引腳處進行調節期間，從 fPWM 模式和 PSM 模式之間的轉換可以看出，MOSFET 的開關延遲造成的遲滯很小。這會導致儲能元件的充電電壓出現較小的紋波。此外，為了克服降壓/升壓控制器的內部低壓保護，還為儲能元件提供了 7.5V 的初始偏置電壓。根據降壓/升壓控制器的平均電流限制功能，將恒壓充電階段的充電電流限制為 2.5A。這為儲能元件提供了額外的充電保護，并可控制充電電流。

圖 5 具有遲滯控制功能的恒壓充電示波器圖

圖 6 放大遲滯控制效果的恒壓充電放大圖

圖 7 具有線性控制功能的 CV 充電圖

圖 8 放大線性控制效果的 CV 充電圖

圖 7 和圖 8 顯示了 COMP 引腳控制的結果。結果證實，COMP 引腳控制可分別在 30V 和 1V 電壓下準確調節儲能電壓和 COMP 引腳電壓。此外，示波器圖還顯示，在恒流和恒壓過渡區域之間的 COMP 引腳處有一個電壓尖峰。為了克服這一電壓尖峰，需要在設計的線性電壓控制器中加入一個更高階的補償網絡。此外，示波器圖還顯示，儲能元件的初始偏置電壓設置為 3.4V，以克服降壓/升壓控制器的內部低壓保護閾值。