ZHCSLD1F May 2004 – April 2025 UCC2813-0-Q1 , UCC2813-1-Q1 , UCC2813-2-Q1 , UCC2813-3-Q1 , UCC2813-4-Q1 , UCC2813-5-Q1
PRODUCTION DATA
補償固定頻率反激式的第一步是驗證轉換器是連續導通模式 (CCM),還是不連續導通模式 (DCM)。如果初級電感 (LP) 大于 DCM 至 CCM 邊界模式工作的電感,稱為臨界電感 (LPcrit),則轉換器在 CCM 中工作:使用 方程式 17 計算 LPcrit。

對于在整個輸入電壓范圍內大于 PMAX 10% 的負載,所選初級電感的值大于臨界電感。所以,轉換器以 CCM 工作,補償環路需要基于 CCM 反激式公式進行設計。
電流-電壓轉換是通過外部的接地基準的電流檢測電阻 (RCS) 和內部電阻分壓器完成的,該分壓器設置內部電流檢測增益,即 ACS = 1.65。憑借該器件技術,無論實際電阻值如何變化,均可嚴格控制電阻分壓比。
如 圖 8-1 中所示,峰值電流模式控制 CCM 反激式轉換器的固定頻率電壓控制環路的直流開環增益 (GO) 通過首先使用輸出負載 (ROUT),初級與次級匝數比 (NPS) 和 方程式 18 中顯示計算的最大占空比 (D) 來近似計算得出。

其中



對于這種設計,輸出電壓 (VOUT) 為 12V、48W 的轉換器與輸出負載 (ROUT)(滿載時等于 3Ω)有關。
在最低輸入恒壓電壓為 75V DC 時,占空比達到其最大值 0.615。電流檢測電阻 (RCS) 為 0.75 Ω,初級/次級匝數比 (NPS) 為 10。開環增益計算結果為 14.95dB。
CCM 反激式傳輸功能有兩個相關的零點。ESR 和輸出電容為功率級貢獻了一個左半平面零點,該零點的頻率 fESRz 由 方程式 22 計算。

由三個 680μF 電容器組成的電容組(對于 2040μF 的總輸出電容)和 13mΩ 的總 ESR 的 fESRz 零點位于 6kHz 處。
CCM 反激式轉換器在其傳遞函數的右半平面 (RHP) 中有一個零點。RHP 零點與左半平面零點相似,隨著頻率增加,具有相同的 20dB/十倍頻程上升增益幅度,但它增加了相位滯后,而不是超前。這種相位滯后往往會限制整個環路帶寬。方程式 23 中的頻率位置 (fRHPz) 是輸出負載、占空比、初級電感 (LP) 和初級到次級側匝數比 (NPS) 的函數。

輸入電壓越高,負載越輕,RHP 零點頻率就越高。通常,設計需要考慮最低 RHP 零點頻率的最壞情況,并且必須在最小輸入和最大負載條件下對轉換器進行補償。當初級電感為 1.5mH 時,在 75V 直流輸入下,RHP 零點頻率 (fRHPz) 在最大占空比,滿載時等于 7.65kHz。
功率級有一個主導極點 ωP1,它位于感興趣的區域中,處在較低的頻率 fP1 處,與占空比 D,輸出負載和輸出電容有關。還有一個雙極點 (fP2) 放在轉換器開關頻率的一半處。這些極點是使用和計算得出的頻率 方程式 24 和 方程式 25。


次諧波振蕩是占空比超過 50% 時,CCM 反激式轉換器中可能出現的大信號不穩定。次諧波振蕩導致輸出電壓紋波增加,有時甚至限制轉換器的功率處理能力。CS 信號的斜率補償是一種用于消除不穩定的技術。
理想情況下,斜率補償的目標是在一半的開關頻率下,實現質量系數 (QP = 1)。QP 通過 方程式 26 計算得出。

其中

其中
斜坡補償的最佳目標是使 QP 等于 1,這意味著當 D 達到最大值 0.615 時,MC 必須為 2.128。
CS 引腳處的電感電流斜率通過 方程式 28 計算得出。

補償斜率通過 方程式 29 計算得出。

補償斜率通過 RRAMP 和 RCSF 添加到系統中。選擇串聯電容 (CRAMP) 以近似于高頻短路。選擇 CRAMP 為 10nF 作為起點,并根據需要進行調整。RRAMP 和 RCSF 形成一個分壓器,用于調節 RC 引腳斜坡電壓并將斜坡補償注入 CS 引腳。選擇遠大于 RT 電阻器的 RRAMP,以便不會對頻率設置產生很大影響。在此設計中,所選的 RRAMP 為 24.9kΩ。RC 引腳斜坡斜率通過計算得出 方程式 30。

為了實現 46.3mV/μs 的補償斜率,使用 方程式 31 計算 RCSF 電阻器。

功率級開環增益和相位可作為頻率的函數繪制。作為頻率函數的總開環傳遞函數可以通過 方程式 32 來表征。

其中
相應地繪制了開環增益和相位波特圖(請參閱 圖 8-2 和 圖 8-3)。
圖 8-2 轉換器開環波特圖:增益
圖 8-3 轉換器開環波特圖:相位