ZHCSKM3H March 1999 – April 2025 UCC1801 , UCC1802 , UCC1803 , UCC1804 , UCC1805 , UCC2800 , UCC2801 , UCC2802 , UCC2803 , UCC2804 , UCC2805 , UCC3800 , UCC3801 , UCC3802 , UCC3803 , UCC3804 , UCC3805
PRODUCTION DATA
- 1
- 1 特性
- 2 應(yīng)用
- 3 說明
- 4 器件比較
- 5 引腳配置和功能
- 6 規(guī)格
- 7 詳細(xì)說明
- 8 應(yīng)用和實(shí)施
- 9 器件和文檔支持
- 10Revision History
- 11機(jī)械、封裝和可訂購(gòu)信息
封裝選項(xiàng)
機(jī)械數(shù)據(jù) (封裝 | 引腳)
- JG|8
散熱焊盤機(jī)械數(shù)據(jù) (封裝 | 引腳)
訂購(gòu)信息
8.2.2 詳細(xì)設(shè)計(jì)過程
設(shè)計(jì)時(shí)首先需要選擇合適的大容量電容器。
根據(jù)功率級(jí)別選擇初級(jí)側(cè)大容量電容器。根據(jù)所需的最小體電壓電平，可使用 方程式 8 計(jì)算出大容量電容器值。
在 方程式 8 中，PIN 是最大輸出功率除以目標(biāo)效率，VIN(min) 是最小交流輸入電壓 RMS 值。VBULK(min) 為目標(biāo)最小體電壓，fLINE 為線路頻率。
根據(jù)公式，為了實(shí)現(xiàn) 75V 的最小體電壓，假設(shè)轉(zhuǎn)換器效率為 85%、最低線路頻率為 47Hz，則大容量電容器容量必須大于 127μF，設(shè)計(jì)時(shí)考慮到電容器容差選擇了 180μF。
變壓器設(shè)計(jì)首先需要選擇合適的開關(guān)頻率。通常情況下，針對(duì)簡(jiǎn)單的反激式拓?fù)洌_關(guān)頻率的選擇需要權(quán)衡轉(zhuǎn)換器的尺寸與效率。一般而言，開關(guān)頻率越高，變壓器尺寸就越小。但開關(guān)損耗會(huì)增加，進(jìn)而影響效率。有時(shí)，開關(guān)頻率選型是為了避開特定的通信頻段，防止噪聲干擾通信。本數(shù)據(jù)表內(nèi)容不包含頻率選型。
選用 110kHz 的開關(guān)頻率，以盡可能縮減變壓器尺寸。同時(shí)，法規(guī)已著手將 EMI 噪聲限制在 150kHz，設(shè)計(jì)選用了 110kHz 開關(guān)頻率以盡可能縮減 EMI 濾波器尺寸。
隨后根據(jù)所需的 MOSFET 額定電壓和二極管額定電壓，選擇變壓器的匝數(shù)比。由于最大輸入電壓為 265V AC，因此可按照 方程式 9 計(jì)算峰值電壓。
為盡可能地減少系統(tǒng)的成本，選擇了常用的 650V MOSFET。考慮到設(shè)計(jì)裕度和 MOSFET 漏極上的額外電壓振鈴，反射輸出電壓必須小于 120V。根據(jù) 方程式 10 選擇變壓器匝數(shù)比。
二極管電壓應(yīng)力等于輸出電壓加上反射輸入電壓。二極管上的電壓應(yīng)力通過 方程式 11 計(jì)算得出。
考慮到振鈴電壓尖峰和電壓降額，二極管額定電壓必須大于 50V。
變壓器電感根據(jù) CCM 條件進(jìn)行選擇。較大的電感器可延長(zhǎng)轉(zhuǎn)換器在 CCM 下的維持時(shí)間。但這往往會(huì)增加變壓器尺寸。通常情況下，所選用的變壓器磁化電感應(yīng)使得轉(zhuǎn)換器能夠在最小線路電壓下，在負(fù)載約為 50% 時(shí)進(jìn)入 CCM 工作模式。這是在變壓器尺寸和效率之間進(jìn)行權(quán)衡的結(jié)果。在該特定設(shè)計(jì)中，由于輸出電流更高，因此需要使轉(zhuǎn)換器處于深度 CCM 工作模式，并盡可能減小導(dǎo)通損耗和輸出紋波。在最小體電壓下，轉(zhuǎn)換器以大約 10% 的負(fù)載進(jìn)入 CCM 工作模式。
電感可通過 方程式 12 計(jì)算得出。
在本公式中，開關(guān)頻率為 110kHz。因此，變壓器電感必須約為
1.7mH。磁化電感值選用 1.5mH。
輔助繞組為 UCC2800 的正常運(yùn)行供電。輔助繞組電壓是反射到初級(jí)側(cè)的輸出電壓。設(shè)計(jì)旨在實(shí)現(xiàn)更高的反射電壓，以便 IC 能夠快速?gòu)淖儔浩鳙@取能力，進(jìn)而簡(jiǎn)化大功率負(fù)載的啟動(dòng)操作。然而，較高的反射電壓使得 IC 耗能增加。因此需要權(quán)衡各個(gè)方面。
在此設(shè)計(jì)中，所選輔助繞組電壓與輸出電壓相同，因此電壓高于 UVLO 電平，并確保 IC 和驅(qū)動(dòng)損耗較低。因此，輔助繞組與輸出繞組的匝數(shù)比如 方程式 13 所示。
基于計(jì)算得出的電感值和開關(guān)頻率，可以計(jì)算 MOSFET 和二極管的電流應(yīng)力。
MOSFET 峰值電流的計(jì)算公式如 方程式 14 所示。
MOSFET 峰值電流為 1.425A。
二極管峰值電流等于反射到次級(jí)側(cè)的 MOSFET 峰值電流。
MOSFET 的 RMS 電流計(jì)算公式如 方程式 16 所示。
在 方程式 16 中，D 是最小體電壓下的 MOSFET 占空比，計(jì)算公式如 方程式 17 所示。
MOSFET RMS 電流為 0.75A。因此選擇 IRFB9N65A 作為初級(jí)側(cè) MOSFET。
二極管平均電流是輸出電流 4A，額定電壓為 60V，峰值電流為 14.25A，因此選用了 48CTQ060-1。
根據(jù)輸出電壓紋波要求選擇輸出電容器。在本設(shè)計(jì)中，假設(shè)電壓紋波為 0.1%。基于 0.1% 的紋波要求，可通過 方程式 18 選擇電容器值。
考慮到容差和溫度影響，同時(shí)兼顧電容器的紋波電流額定值，選擇了 3 個(gè)并聯(lián)的 680μF 輸出電容器。
功率級(jí)設(shè)計(jì)完成后，即可選定外圍元件。