節 9.3.9 中介紹了 TPS7H4012 的控制環路。用于補償此器件的元件選擇如下所示。還可接受其他用于補償峰值電流模式控制降壓穩壓器的業界通用方法。

圖 10-2 具有簡化環路的 II 型補償

1. 確定所需的交叉頻率 f_CO(desired)。一條良好的經驗法則是，將交叉頻率設置為開關頻率的十分之一。這通常會提供良好的瞬態響應并確保調制器極點不會降低相位裕度。對于此設計，選擇更保守的交叉頻率目標 33kHz。

2. 使用方程式 22 確定補償誤差放大器所需的增益：

   方程式 22. $A_{VM}=\frac{2\pi \times f_{CO\left(desired\right)}\times C_{OUT}}{g_{mps}}$

   其中 g_mps 是所選電流限值的功率級跨導。對于本設計，f_CO(desired) = 33kHz、C_OUT = 693.1μF、g_mps = 11.2S，可獲得 12.8V/V 的 A_VM 值。

3. 可以根據方程式 23 確定 R_COMP：

   方程式 23. $R_{COMP}=\frac{A_{VM}}{g_{mEA}}\times \frac{VOUT}{V_{REF}}$

   其中，gm_EA 是誤差放大器的跨導（典型值為 1650μS），而 V_REF 是基準電壓（典型值為 0.6V）。計算出的值為 42.77kΩ，并選擇附近的標準電阻 42.7kΩ。

4. 計算功率級主導極點（根據方程式 24 確定）：

   方程式 24. $f_{P,PS}=\frac{I_{OUT}}{2\pi \times C_{OUT}\times VOUT}$

   在本設計中，計算得出的主導極點為 0.42kHz。

5. 通過選擇 C_COMP，在主導極點放置一個補償零點（根據方程式 25 確定）：

   方程式 25. $C_{COMP}=\frac{1}{2\pi \times f_{P,PS}\times R_{COMP}}$

   在本設計中，計算出的 C_COMP 為 8.93nF，并選擇了附近標準電容值 8.2nF。

6. 根據方程式 24 計算輸出電容器組的 ESR 零點：
   方程式 26. $f_{1,ESR}=\frac{1}{2\pi \times ESR\times C_{OUT}}$

   在本設計中，計算得出的 ESR 零點為 93.73kHz。

7. C_HF 用于抵消輸出電容 C_OUT 的等效串聯電阻 (ESR) 的零點。它可以使用方程式 27 計算得出：

   方程式 27. $C_{HF}=\frac{1}{R_{COMP}\times 2\pi \times f_{Z,ESR}}$

   注意，如果 ESR 零點高于開關頻率的一半，則使用一半的開關頻率，而非方程式 27 中的 ESR 零點。在本設計中，計算出的 C_HF 為 39.77pF，并選擇了附近標準電容值 22pF。

請注意，在設計中，使用這些公式選擇的元件通常僅為初始值。可以在實驗室測試后進行優化，以進一步改善頻率響應并確保與所需交叉頻率更接近。