設計目標

設計說明

這是一種單向電流檢測設計，通常稱為過流保護 (OCP)，可提供過流警報信號以對超過閾值電流的系統斷電。在此特定設計中，正常工作負載為 10A 至 20A。當 TPS7H500x-SP 的 FAULT 引腳達到 0.6V 時，該設計的過流閾值將觸發。TPS7H500x-SP 是一系列 PWM 控制器，它們提供許多的特性有利于設計面向太空應用的直流/直流轉換器拓撲。這些器件具有內置遲滯功能，當系統中恢復有效的 PWM 時，器件將保持有效關斷狀態，直到該值恢復到低于 0.5V。完整 TPS7H500x-SP 系列及其各種特性在 TPS7H500x-SP 器件比較表中列出。

為實現預期結果，此設計將用于監控初級的 INA901-SP 的輸出衰減到一個精密分壓器，該分壓器在計算得出的過流點觸發，以根據系統中產生的熱量優化設計中的誤差。

TPS7H500x-SP 在 4V 至 14V 的 V_IN 下工作，而 INA901-SP 在 2.7V 至 16V 的單電源下工作，從而支持兩個器件均可在相同電源幅度下工作的多個設計用例。出于本設計的目的，INA901-SP 由單個 5V 電源軌供電。OCP 可以應用于高側和低側拓撲。此電路中介紹的設計是高側實現方案，共模電壓 (VCM) 表示 5V 至 28V 之間的理想電壓電源。該電路可用于 TPS7H500x-SP 周圍的遙測、運行狀況監控和系統診斷等。除了此功能外，此電路還實現了 INA901-SP 耐輻射加固保障 (RHA) 器件，在低劑量率下為 50krad(Si)，也即，在 125°C 下的單粒子閂鎖 (SEL) 抗擾度可達 75MeV-cm²/mg。TPS7H500x-SP 系列器件為 RHA 器件，在低劑量率下為 100krad(Si)，也就是說，在 125°C 下的 SEL 抗擾度也達到 75MeV-cm²/mg。

設計說明

1. 對于精確過流應用，保持電源穩定且將噪聲和干擾降至更低至關重要。為此，請使用去耦電容器 C1 以確保器件電源穩定。將去耦電容器盡可能靠近 INA901-SP 的電源引腳放置。
2. 如果電路中需要額外的接地短路保護功能，與輸入引腳串聯的保險絲可以提供此功能，但請勿使用電阻器達到此目的。在 INA901-SP 的輸入引腳上添加電阻器會從根本上改變放大器的增益。然而，內部電阻器的容差會波動高達 30%（這些電阻器會互相匹配，而不是絕對值），因此這種增益變化會因器件而異，不能算是可靠的設計。

設計步驟

1. 滿量程范圍：確認需要監測的條件的負載范圍。就本設計示例而言，負載范圍定義為 10A 至 20A，所需的過流響應 (I_TRIP) 發生在 21A 時。請根據輸入感應電壓允許的最大電流范圍（包括過流值）選擇 R_SHUNT。其他注意事項包括位于測量低端的失調電壓（包括 CMRR 和 PSRR 產生的影響），以及位于測量高端的分流電阻器中的功耗注意事項。采用 INA901-SP 進行設計時，為獲得更佳性能，請確保所選分流電阻器的 I_MIN 條件產生 > 20mV 的檢測電壓，以符合 INA901-SP 耐輻射、–15V 至 65V 共模電壓、單向電流分流監控器 數據表中 V_SENSE 和共模電壓作用下的精度范圍 部分的要求。
2. 增益選項：對于 INA901-SP，只有 20V/V 選項可用，因此對于此設計，此條件是固定的。
3. 選擇分流電阻器：當給定在步驟 1 中定義的設計條件時，使用以下公式來選擇合適的分流電阻器。電源電壓要降低 200mV，以確保器件滿足擺幅至軌限制。數值來自于之前定義的使用案例：
   ${\mathrm{R}}_{\mathrm{S}\mathrm{H}\mathrm{U}\mathrm{N}\mathrm{T}}\mathrm{ }\le \mathrm{ }\frac{{\mathrm{V}}_{\mathrm{S}\mathrm{W}\mathrm{I}\mathrm{N}\mathrm{G}-\mathrm{R}\mathrm{A}\mathrm{I}\mathrm{L}}}{{\mathrm{I}}_{\mathrm{T}\mathrm{R}\mathrm{I}\mathrm{P}}\times \mathrm{G}\mathrm{A}\mathrm{I}\mathrm{N}}=\frac{4.8\mathrm{V}}{21\mathrm{A}\times 20\frac{\mathrm{V}}{\mathrm{V}}}=11.43\mathrm{m}\mathrm{\Omega }$

   此處的計算值為 11.43mΩ，從 E 標準制造值的角度來看，這很不方便。因此，為此設計選擇了 10mΩ 的分流電阻器值，該值對應于 4.2V 的計算過流點。然而，在熱約束隨著電阻成比例增加的折衷條件下，設計為輸出最大值可更好地利用滿量程范圍。以下公式給出了分流電阻器中最壞情況下的功耗：

   ${\mathrm{P}}_{\mathrm{S}\mathrm{H}\mathrm{U}\mathrm{N}\mathrm{T}}=\mathrm{ }{\mathrm{I}}_{\mathrm{m}\mathrm{a}\mathrm{x}}^2\times {\mathrm{R}}_{\mathrm{S}\mathrm{H}\mathrm{U}\mathrm{N}\mathrm{T}}={21\mathrm{A}}^2\times 0.01\mathrm{\Omega }=4.4\mathrm{W}$
4. 分流電阻器降額：對于溫度過高的應用，必須考慮所選分流電阻器的功率降額。下圖顯示了電阻器的典型功率降額曲線。
   典型分流電阻器降額曲線

   如曲線所示，對于最大額定負載，該分流電阻器能夠處理的最高溫度大概為 105°C。對于 125°C 的應用，根據曲線信息，分流電阻器只能處理原始額定功率的 60%。根據計算出的最大值，這表明所選分流電阻器的額定功率選擇正確，如以下公式所示。

   ${\mathrm{P}}_{\mathrm{R}\mathrm{E}\mathrm{Q}\mathrm{U}\mathrm{I}\mathrm{R}\mathrm{E}\mathrm{D}}>\frac{{\mathrm{P}}_{\mathrm{m}\mathrm{a}\mathrm{x}}}{\mathrm{D}\mathrm{e}\mathrm{r}\mathrm{a}\mathrm{t}\mathrm{i}\mathrm{n}\mathrm{g}}=\frac{4.4\mathrm{W}}{0.6}=7.33\mathrm{ }\mathrm{W}$

   這一計算結果表明，如果這是所選擇的分流電阻器，則需要從該數據表中選擇額定功率至少為 7.33W 的產品，以在額定溫度范圍的高端提供分流承受能力。為增強此設計的穩健性，還可以增加額外的裕量。這些數字并不是所有分流電阻器的標準；這些工作點因電阻器而異。這些數字還可以包括額外的數據點和標準，例如允許擴展范圍的覆蓋物或散熱器。請參閱預期分流電阻器和設計的數據表，以確保它適合設計需求。

5. 將過流點移到 TPS7H500x-SP：如步驟 3 中確定的那樣，基于所選分流電阻器的實際過流點為 4.2V。為了實現 TPS7H500x-SP 的 FAULT 引腳的用途，過流電壓必須向下衰減至 0.6V。R2 和 R3 之間的一個簡單分壓器可以實現這一點。為 R3 選擇 10kΩ 的值，并為 R2 求解以下等式：
   ${\mathrm{R}}_2=\frac{{\mathrm{R}}_3({\mathrm{V}}_{\mathrm{O}\mathrm{U}\mathrm{T},\mathrm{ }\mathrm{m}\mathrm{a}\mathrm{x}}-0.6)}{0.6}=\frac{10\mathrm{k}\mathrm{\Omega }(4.2\mathrm{V}-0.6)}{0.6}=60\mathrm{k}\mathrm{\Omega }$

   通常，計算得出的電阻器值并不是直接與可選的電阻器相對應。這里，60kΩ 并不是標準值，最接近的標準值是 59.7kΩ。這種選擇會在 OCP 點上另外增加 0.5% 的誤差，并且需要進行設計選擇，以確定該誤差是否可接受。某些 60kΩ 選項確實存在，但通常成本更高，因為這些選項不是標準值。出于本設計的目的，選擇 60kΩ 將以額外的成本為代價。選擇這兩個電阻器時，容差均為 0.1%。如果設計決策是接受此誤差，請始終向下舍入到最接近的標準值，以避免將過流點設置為高于預期目標，而可能導致無法在指定點跳閘。

6. 誤差校驗：電流分流監控器的一個主要誤差源是偏移量誤差，尤其是在測量值較低時。這還可能包括來自器件的共模抑制 (CMR) 和電源抑制 (PSR) 功能的影響。在測量的較高端，增益誤差通常在測量中占主導地位，由于生成的感測電壓相對于失調電壓通常較大，因而可將這種影響降至更低。在過流應用中，失調電壓通常不是問題，但如果所做出的設計決策將過流點設置在滿量程范圍內以用于分流電阻器的熱釋放，那么失調電壓就會產生影響。下面的公式顯示與電流檢測放大器有關的所有誤差的一般形式，而下圖顯示了在 5V、12V 和 28V 設計基礎之上所完成的設計的總誤差曲線。此處誤差的主要差異是來自共模電壓變化的影響。
   ${\mathrm{e}}_{\mathrm{T}\mathrm{O}\mathrm{T}\mathrm{A)}\mathrm{L}}=\sqrt{{\mathrm{e}}_{\mathrm{V}\mathrm{o}\mathrm{s}}^2+{\mathrm{e}}_{\mathrm{C}\mathrm{M}\mathrm{R}\mathrm{R}}^2+{\mathrm{e}}_{\mathrm{P}\mathrm{S}\mathrm{R}\mathrm{R}}^2+{\mathrm{e}}_{\mathrm{G}\mathrm{A}\mathrm{I}\mathrm{N}}^2+{\mathrm{e}}_{\mathrm{L}\mathrm{i}\mathrm{n}\mathrm{e}\mathrm{a}\mathrm{r}\mathrm{i}\mathrm{t}\mathrm{y}}^2+{\mathrm{e}}_{\mathrm{S}\mathrm{h}\mathrm{u}\mathrm{n}\mathrm{t}}^2+{\mathrm{e}}_{\mathrm{B}\mathrm{i}\mathrm{a}\mathrm{s}\mathrm{ }\mathrm{C}\mathrm{u}\mathrm{r}\mathrm{r}\mathrm{e}\mathrm{n}\mathrm{t}}^2+{\mathrm{e}}_{\mathrm{o}\mathrm{t}\mathrm{h}\mathrm{e}\mathrm{r}}^2}$
   INA901-SP 不同 VCM 的總輸出誤差

   誤差公式中的另一 部分誤差通常涉及額外的外部因素，例如衰減電阻器的容差。如曲線所示，當電壓偏離 12V 數據表條件（即 INA901-SP 的標稱共模工作點）時，誤差會根據電路的 VCM 而增加，表現為以輸入為基準的附加失調電壓誤差。通過提供更大的電源電壓并將過流點設計為進一步遠離失調電壓，可以獲得額外的精度，但這會帶來分流電阻器上熱量增加的挑戰，因為生成的檢測電壓與分流電阻器中產生的熱量成正比。

設計仿真

INA901-SP TINA-TI 電路仿真設置

瞬態仿真和基準測試結果

如 INA901 TINA-TI 仿真結果所示，通過將所需的 4.2V 輸出電壓映射到所需的 0.6V FAULT 觸發器，設計得到了確認。然后，根據基準實施了該設計。

圖 1 INA901 TINA-TI 仿真結果

在 INA901-SP 瞬態響應基準測試中，INA901-SP 的階躍輸入從 60mV_SENSE 更改為 250mV_SENSE，模擬了負載的短路，并檢查輸出響應。如曲線所示，從事件開始到 PWM 輸出關斷的時間大概為 6μs。根據 INA901-SP 的斜升，可以進行插值，以使臨界觸發和 OUTA 關斷之間的時間大概為 2μs，這與 TPS7H500x-SP 的預期性能一致，如 TPS7H500x-SP FAULT 引腳響應時間所示。

INA901-SP 瞬態響應基準測試

圖 2 TPS7H500x-SP FAULT 引腳響應時間

設計參考資料

請觀看“TI 精密實驗室”的電流檢測放大器 系列視頻。

對于不太嚴苛的輻射環境，TI 還提供了 INA240-SEP，該器件在 125°C 時的 SEL 抗擾度可達 43MeV-cm²/mg。該器件在 30krad(Si) 的條件下無 ELDRS，并且每個晶圓批次的電離總劑量 (TID) RLAT 高達 20krad(Si)：