該器件使用 D-CAP4 控制來實現快速負載瞬態響應，同時保持易用性。D-CAP4 控制架構包括一個內部紋波生成網絡，支持使用極低 ESR 輸出電容器，例如多層陶瓷電容器 (MLCC) 和低 ESR 聚合物電容器。使用 D-CAP4 控制架構時無需外部電流檢測網絡或電壓補償器。內部紋波生成網絡的作用是仿真電感器電流信息的紋波分量，然后將其與電壓反饋信號相結合以調節環路運行。

D-CAP4 控制架構降低了 V_OUT 上的環路增益變化，從而通過一個斜坡設置在整個輸出電壓范圍內實現快速負載瞬態響應。與其他基于 R-C 的內部斜坡生成架構類似，內部斜坡電路的 R-C 時間常數設置斜坡的零點頻率。環路增益變化減小還降低了對前饋電容器的需求，從而優化瞬態響應。斜坡幅度隨 V_IN 而變化，以更大限度地減小輸入電壓范圍內的環路增益變化（通常稱為輸入電壓前饋）。最后，該器件利用內部電路來校正由注入的斜坡引起的直流偏移量，并清除由輸出紋波電壓引起的直流偏移量，尤其是在選擇跳躍模式運行時的輕負載電流條件下。

由于斜坡幅度相似，RAMP2 和 RAMP3 與環路帶寬相似。這兩種設置之間的主要差異是斜坡零點頻率。RAMP2 的斜坡零點位置較低，增加了相位裕度。然而，RAMP3 提供比 RAMP2 更快的瞬態響應，由于斜坡幅度較小且斜坡零點位置較高，因此 RAMP3 可在整個頻率范圍內提供更高的增益。對于大多數應用，必須使用 RAMP3 代替 RAMP2。RAMP2 可用于在使用 L-C 的應用中實現相位提升，此類應用的雙極頻率允許使用 RAMP1，但在這些應用中，更大限度減少抖動比更快的瞬態響應更重要。圖 6-3 和圖 6-4 展示了對于具有 0.9V 基準電壓的器件，環路特性如何隨不同的斜坡設置而變化。圖 6-5 和圖 6-6 展示了對于具有 0.5V 基準電壓的器件，環路特性如何隨不同的斜坡設置而變化。

VIN = 12V	fSW = 800kHz	VOUT = 3.3V
負載 = 250mΩ	LOUT = 470nH	COUT = 7 × 22μF + 2 × 220μF

圖 6-3 增益與斜坡設置間的關系 - VREF = 0.9V

VIN = 12V	fSW = 1100kHz	VOUT = 0.8V
負載 = 50mΩ	LOUT = 150nH	COUT = 12 × 47μF

圖 6-5 增益與斜坡設置間的關系 - VREF = 0.5V

VIN = 12V	fSW = 800kHz	VOUT = 3.3V
負載 = 250mΩ	LOUT = 470nH	COUT = 7 × 22μF + 2 × 220μF

圖 6-4 相位與斜坡設置間的關系 - VREF = 0.9V

VIN = 12V	fSW = 1100kHz	VOUT = 0.8V
負載 = 50mΩ	LOUT = 150nH	COUT = 12 × 47μF

圖 6-6 相位與斜坡設置間的關系 - VREF = 0.5V

對于任何不支持外部補償的控制拓撲，控輸出濾波器的最小值范圍和/或最大值范圍適用。用于典型降壓轉換器的輸出濾波器是低通 L-C 電路。此 L-C 濾波器具有方程式 3 中所示的雙極點。

方程式 3.

在低頻率下，整體環路增益是由輸出設定點電阻分壓器網絡和器件的內部增益設定的。低頻 L-C 雙極點具有 180 度同相壓降。在輸出濾波器頻率下，增益以每十倍頻程 –40dB 的速率滾降，且相位快速下降。內部紋波生成網絡引入了高頻零點，可將增益滾降從每十倍頻 –40dB 降低至 –20dB。零點還在零點頻率處使相位增加 45 度，在零點頻率以上十倍頻處使相位增加 90 度。

為輸出濾波器選擇的電感器和電容器必須使方程式 3 的 f_P 雙極點不高于表 6-2 (VREF = 0.9V) 和表 6-3 (VREF = 0.5V) 中給定的值，然后使用方程式 4 根據應用中的標稱占空比進行調整。方程式 4 會調高 f_P(TABLE)，因為隨著占空比增加，D-CAP4 斜坡的增益會降低，因此最大 L-C 雙極點也會增加。

對于每個斜坡設置，可能出現違反這些指導原則的 L-C 雙極點頻率，但必須在應用中通過測量進行驗證。選擇非常小的輸出電容會產生高頻的 L-C 雙極點，從而導致整個環路增益保持高電平，直至達到 L-C 雙極點頻率。由于內部紋波生成網絡的零點頻率也相對較高，因此輸出電容非常小的環路可能具有過高的交叉頻率，而這可能導致不穩定。通常，在需要合理（或更小）輸出電容的情況下，可以使用輸出紋波要求和負載瞬態要求來確定穩定運行所需的輸出電容。如前文所述，內部零點由 MSEL 引腳上的電阻選擇。

如果使用了 MLCC，則在計算 L-C 雙極點頻率時，應考慮降額特性來確定設計的有效 輸出電容。例如，當使用規格為 10μF、X5R 和 6.3V 的 MLCC 時，直流偏置和交流偏置的降額分別為 80% 和 50%。實際降額是這兩個系數（在本例中為 40% 和 4μF）的乘積。如需了解要在應用中使用的電容器的具體特性，請咨詢電容器制造商。

一條簡化規則是，如果輸出電容器的 ESR 零點小于 10 倍的 L-C 雙極點頻率，則出于穩定性考慮，TI 建議在計算 L-C 雙極點頻率時忽略。必須僅使用低 ESR MLCC 重新計算 L-C 雙極點頻率。為了在使用混合型輸出電容器時進行更準確的分析，TI 建議進行仿真或測量。

為滿足最大輸出電容建議，在選擇電感值和電容值時，需確保 L-C 雙極點頻率不小于工作頻率的 1/100。以此為起點，使用以下標準驗證電路板上的小信號響應：環路交叉頻率下的相位裕度大于 50 度。只要相位裕度大于 50 度，實際最大輸出電容便可增大。但是，應進行小信號測量（波特圖）來確認設計。

如果需要 L-C 雙極點頻率 <1/50 工作頻率，TI 建議使用混合類型輸出電容器來實現所需的有效電容。除了提供更高密度的電容，具有更高 ESR 的大容量電容器還在 L-C 雙極點頻率下提供相位提升。如果僅使用低 ESR MLCC 電容器與 <1/50 工作頻率的 L-C 雙極點頻率，則可以添加前饋電容器 (C_FF)，從而在 10 倍的 L-C 雙極點頻率下提供零點。除了提升相位外，C_FF 通過交流耦合，將更多的 V_OUT 節點信息饋入 FB 節點。負載瞬態事件期間的這種前饋使控制環路能夠更快地響應 V_OUT 偏差。但是，穩態運行期間的這種前饋也會將更多的 V_OUT 紋波和噪聲饋入 FB。FB 上的高紋波和噪聲通常會導致更多抖動，甚至雙脈沖行為。要確定最終的 C_FF 值時，必須全面考慮對環路穩定性、負載瞬態性能、紋波以及 FB 噪聲等的全部影響。TI 建議使用頻率分析設備來測量交叉頻率和穩定裕度。在大多數應用中，通常不需要前饋電容器。因為 D-CAP4 架構提供高環路帶寬，添加前饋電容器會導致穩定裕度降低。